Schema Electronique

"PromoBox" Un annonceur vocal à détecteur de mouvement

2012-01-28T08:00:00.009Z

C’est un reproducteur numérique vocal basé sur le ChipCorder ISD, s’activant lorsque son capteur optique détecte un mouvement (l’approche d’une personne, précédée ou non de son chariot) et diffusant alors dans son haut-parleur un message vocal. Conçu pour la promotion de produits sur les gondoles des grands magasins, il peut également servir d’avertisseur acoustique de sécurité.

Rien de complexe dans le principe ni dans la réalisation de ce dispositif utilisant les nouvelles puces pour synthèse vocale, de plus en plus répandues. Notre PromoBox va vous le montrer : ce lecteur numérique reproduit un message préalablement enregistré de 12 secondes maximum, lorsque quelqu’un ou quelque chose est détecté par le capteur optique de mouvement.

Le schéma électrique de l’annonceur vocal
Il est donné figure 1. La section vocale est un module de quelques centimètres carrés, un tout petit circuit imprimé sur lequel on a monté un ISD1212 en CMS : ce composant Information Storage Devices (spécialiste des puces de synthèse vocale) est un “ChipCorder”, c’est-à-dire un enregistreur/lecteur numérique complet dont les fonctions peuvent être commandées directement avec des signaux logiques appliqués sur des broches spécifiques. Le circuit comporte une ligne pour l’enregistrement et deux pour la lecture, correspondant à des broches de la puce.
Le capteur détecte le mouvement grâce aux variations de luminosité à sa surface, dues aux changements affectant son environnement frontal. Ce choix a été fait pour réduire les coûts au maximum : en effet, une photorésistance couplée à un microcontrôleur suffit. Ici, le PIC lit la valeur de la photorésistance et l’échantillonne périodiquement, de façon à détecter quand elle s’écarte significativement de la valeur de repos. Le schéma électrique de la figure 1 montre que FT1 est insérée dans un dipôle comprenant un condensateur : le tout est relié à la broche 3 du microcontrôleur U2, un PIC12C672. Pour la mesure de la photorésistance, on a recours à la fonction POT du compilateur PIC Basic Pro : le dipôle R/C est alimenté de telle façon que le condensateur se charge, ensuite on mesure la durée de sa décharge. Bref, le PIC lit la courbe de décharge de C4, dont la pente dépend exponentiellement de la valeur résistive prise par FT1 en fonction de son illumination : plus grande est la valeur résistive, plus longue est la durée de décharge et vice versa.
Mais comment le microcontrôleur fait-il pour savoir que la luminosité a varié ? Il mémorise une valeur résistive de référence et il recherche ensuite quand la valeur sort d’une fourchette prédéterminée.
Cette lecture a lieu 10 fois par seconde environ : le PIC lit l’état du dipôle contenant la photorésistance et il fait une moyenne toutes les dix lectures (soit à chaque seconde), ce qui lui donne la valeur moyenne de la résistance en fonction de la constante de temps de décharge du réseau R/C.
Il se fait donc une idée de la condition stable, soit de la luminosité ambiante quand aucun corps réfléchissant ne s’approche du champ de FT1. Quand cette condition varie et qu’une ou plusieurs lectures de la valeur de la résistance montre qu’on est sorti de la plage paramétrée par le programme, soit de la tolérance autour de la valeur moyenne calculée à partir des dernières lectures, la condition d’alarme est détectée et le programme lance une routine de temporisation mettant la broche 5 au niveau logique haut, polarisant T1 jusqu’à saturation et faisant conduire T2. En même temps, une impulsion de niveau logique bas se présente sur la ligne GP1, normalement haute. Le tout dure un temps déterminé par la position du curseur du trimmer R1 : pendant ce temps le module U5 diffuse le message vocal.
Revenons au capteur proprement dit : après chaque détection, le programme inhibe l’entrée correspondant à la photorésistance, ce qui fait que, pendant un certain temps, la sortie reste inactive indépendamment de ce qui se passe en face de la photorésistance.
Ce temps est paramétré, de 1 à 180 secondes, avec le trimmer R2.
L’utilité de cette fonction relève de la nécessité d’espacer deux lectures du message vocal. A noter que, pendant l’intervalle d’inhibition, aucune lecture de la part du microcontrôleur n’a lieu et que le circuit est au repos
La durée étant écoulée, le microcontrôleur reprend ses lectures et détermine à nouveau la valeur moyenne de référence au repos : si la variation ayant déterminé l’alarme demeure, le microcontrôleur la prend comme nouvelle valeur moyenne de référence ou condition stable. Par conséquent, aucun problème dû à l’allumage et à l’extinction de l’éclairage n’est à craindre : avec la variation initiale le capteur se déclenche, puis il s’adapte à la nouvelle condition normale et ne se déclenche à nouveau que si une nouvelle variation est détectée. Un mot encore sur R1 : ce trimmer sert à régler la sensibilité du capteur, c’est-à-dire le décalage entre la luminosité au repos et la luminosité réfléchie par unobjet frontal en mouvement proche, déterminant la commande des lignes GP1 et GP2 et le déclenchement concomitant du lecteur vocal.
Passons maintenant à l’examen de la section de reproduction du message vocal : il s’agit essentiellement du circuit intégré ISD1212 monté sur une petite platine et possédant comme seules connexions le positif et le négatif d’alimentation, la sortie BF, l’entrée microphone et les lignes de commande pour enregistrement et la lecture. Cette dernière correspond à la broche “PLAY” et permet de faire lire au composant ce qui a été préalablement enregistré, simplement en passant un instant (il suffit d’une impulsion de 20 ms) du niveau logique 1 au niveau logique 0. Alors, le convertisseur N/A interne au ISD1212 transforme les données présentes dans l’EEPROM interne et synthétise le signal audio correspondant. Notez que les “chipcorders” ont une sortie en pont, par conséquent il y a deux broches où l’on prélève l’audio (le circuit intégré est conçu pour piloter directement un petit haut-parleur de 16 ou 32 ohms), toutefois, disposant d’un amplificateur externe, U3, nous avons envoyé à la sortie du module U5 la composante BF prélevée sur une seule broche. Le signal qui en sort est envoyé sur un petit amplificateur final audio LM386 auquel nous faisons délivrer 1 W de puissance dans un haut-parleur de 8 ohms d’impédance, connecté aux points SPK.
Le trimmer R7 permet un réglage du niveau sonore facile.
Mais, bien entendu, pour diffuser le message celui-ci doit préalablement avoir été enregistré. Pour effectuer cette opération, U5 doit d’abord être inséré dans un enregistreur spécial : ce dernier, l’Enregistreur copieur pour “chipcorder” ET198, est doté d’un support accueillant le module “chipcorder” à enregistrer. Un poussoir permet l’enregistrement du signal arrivant du microphone intégré et un autre le transfert du message enregistré dans le “chipcorder” de la base dans le module inséré dans le connecteur de programmation (U5 pour nous).
Revenons maintenant à notre circuit pour analyser comment le microcontrôleur gère effectivement le module vocal U5 : nous l’avons dit, quand un mouvement est détecté, le PIC met au niveau logique 1 sa ligne GP2 de manière à saturer T1, dont le collecteur porte à presque 0 V R4, ce qui fait pleinement conduire T2.
Ce dernier, un PNP, est monté en interrupteur statique et son collecteur conduit le courant à l’amplificateur BF et, à travers le régulateur U4 7805 fournissant le 5 V stabilisé, à U5. Environ 40 ms après avoir donné le niveau logique haut à la broche 5, le microcontrôleur fait passer brièvement la broche 6 au niveau logique bas, de façon à donner l’impulsion de mise en route à la reproduction.
Quand la durée paramétrée est écoulée, le microcontrôleur fait repasser GP2 au niveau logique 0 et laisse s’éteindre la section audio, étant assuré que le message est terminé : T1 repasse en interdiction, ainsi que T2 et le circuit ne consomme ainsi que quelques mA, consommés à vide par U1. Le tout fonctionne sous une tension continue entre 12 et 15 V, à appliquer sur les bornes + et – PWR.

Figure 1 : Schéma électrique de l’annonceur de message.

Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ trimmer
R2 = 4,7 kΩ trimmer
R3 = 47 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 15 kΩ
R6 = 100 Ω
R7 = 4,7 kΩ trimmer
C1 = 100 μF 25 V électro.
C2 = 100 μF 25 V électro.
C3 = 100 nF multicouche
C4 = 330 nF 63 V polyester
C5 = 100 nF 63 V polyester
C6 = 100 nF 63 V polyester
C7 = 100 μF 25 V électro.
C8 = 22 μF 25 V électro.
C9 = 220 μF 25 V électro.
C10 = 1 μF 100 V électro.
C11 = 100 nF multicouche
D1 = 1N4007
U1 = 78L05
U2 = PIC12C672-EF466 déjà programmé en usine
U3 = LM386
U4 = 78L05
U5 = Module ET199
T1 = BC547
T2 = BC557
FT1 = Photorésistance 1 kΩ à 2 MΩ
SPK = Haut-parleur 8 Ω 1 W

Divers :
2 Supports 2 x 4
2 Borniers 2 pôles
1 Barrette tulipe 8 pôles femelle
1 Programmateur ET198

La réalisation pratique de l’annonceur vocal
Une fois que l’on a réalisé le circuit imprimé par la méthode préconisée et décrite dans l'article : "Comment fabriquer vos circuits imprimés facilement ?" (la figure 3b en donne le dessin à l’échelle 1), ou qu’on se l’est procuré, on monte tous les composants dans un certain ordre en regardant fréquemment la figure 3a et la liste des composants.
Montez tout d’abord les 2 supports des circuits intégrés et la barrette tulipe à 8 pôles femelles au pas de 2,54 mm, devant ensuite recevoir le module U5 ET199 : vérifiez bien les soudures (ni court-circuit entre pistes et pastilles, ni soudure froide collée).
Le module ET199 est fourni avec 1 barrette tulipe mâle à 8 pôles. Vous l’installerez à la toute fin.
Montez ensuite toutes les résistances sans les intervertir, puis les 3 trimmers à plat. Montez tous les condensateurs en respectant bien la polarité des électrolytiques (la patte la plus longue est le +). Montez la diode D1, bague repère-détrompeur vers C2.
Montez les 2 régulateurs 78L05 et les 2 transistors BC547 et BC557 méplats repère-détrompeurs orientés comme le montre la figure 3a.
Montez les 2 borniers à 2 pôles pour l’alimentation (PWR) et le haut-parleur (SPK). Montez la photorésistance (de 1 kilohm à 2 mégohms maximum) au fond d’un tube plastique opaque, de façon à la rendre directive (à rendre plus étroit son diagramme de détection).
De la gaine thermorétractable irait très bien (voir photo de première page) : placez la photorésistance à plus de 1,5 cm de la bouche du tube. Reliez par les borniers correspondants l’alimentation et le haut-parleur.
Enfoncez délicatement les 2 circuits intégrés restants dans leurs supports en orientant bien leur repère-détrompeur en U dans le sens indiqué par la figure 3a. Installez enfin dans la barrette tulipe femelle au pas de 2,54 mm le module U5 ET199, dûment enregistré à l’aide du programmateur ET198, par-dessus le circuit imprimé principal (voir figures 2, 3 et 4 et photo de première page).
Le circuit est prêt à l’usage : réglez la sensibilité et l’intervalle entre deux alarmes (pause d’inhibition du capteur) après avoir installé le dispositif à sa place définitive, protégé ou non par un boîtier plastique, éventuellement à l’intérieur d’un distributeur, etc. Avant d’alimenter le montage, réglez R1 et R7 à mie course et R2 au minimum (sens anti-horaire). Reliez l’alimentation et, sans passer devant la photorésistance, vérifiez que le lecteur de message est au repos : s’il est activé, modifiez la position du curseur de R1.
A ce propos, notez ces règles simples valables pour R1 et R2 : en tournant le curseur dans le sens horaire, on augmente respectivement la sensibilité et l’intervalle d’inhibition, dans le sens opposé on les diminue. Pour R1, donc, la plus grande résistance équivaut à la plus grande sensibilité et la résistance minimale à la sensibilité la plus faible du capteur. Pour R2, le résistance insérée est inversement proportionnelle à la durée paramétrée.

Figure 2 : Le module vocal et son programmateur enregistreur.

Le module U5 ET199 doit être programmé (le message doit y être enregistré) à l’aide du programmateur (enregistreur) ET198.

Figure 3a : Schéma d’implantation des composants de l’annonceur de message.

Figure 3b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé de l’annonceur de message.

Figure 4 : Photo d’un des prototypes de la platine de l’annonceur de message.

Figure 5 : Photo d’un des prototypes assemblé et relié au haut-parleur.

L’élément sensible à la variation de lumière (la photorésistance) doit être introduit dans un morceau de gaine thermorétractable : ainsi, les variations de luminosité détectées seront exclusivement celles produites par le mouvement d’un objet frontal.

Figure 6 : Le réglage des trimmers.

Les trimmers permettent de régler la durée d’inhibition entre un message et le suivant (R2), la sensibilité du capteur de mouvement (R1) et le volume de l’écoute audio du message (R7).

Figure 7 : Le montage peut être utilisé comme messager de bienvenue dans un magasin ou pour attirer l’attention des clients sur une promotion, etc.

Conclusion et rappel
Le module U5 ET199 doit être programmé (le message doit y être enregistré) à l’aide du programmateur (enregistreur) ET198.

Des lecteurs de transpondeurs commandés par ordinateur "Deuxième partie : Le logiciel"

2012-01-27T08:00:00.006Z

Cet appareil permet de contrôler avec un programme simple, exécutable sous Windows, jusqu’à 16 lecteurs de transpondeurs passifs, de créer la liste des personnes habilitées et d’attribuer à chacune la possibilité d’effectuer des actions locales comme l’activation d’un ou plusieurs relais en mode impulsionnel ou bistable. Nous avons, dans la première partie, monté les platines et nous les avons interconnectées et interfacées avec le PC, dans cette seconde partie nous allons apprendre à installer et à nous servir du logiciel de gestion.

Dans la première partie nous avons analysé et construit ce ou ces lecteurs de transpondeurs et l’interface ce communication : vous vous souvenez que nous avions ensuite fait allusion au logiciel de gestion, eh bien nous le décrirons et nous apprendrons à nous en servir dans la présente seconde partie.
Mais auparavant, revoyons quelques concepts de base du système : la principale caractéristique du montage est qu’il ne se compose pas d’un seul lecteur de transpondeurs, mais qu’il peut en comporter jusqu’à 16, afin de contrôler plusieurs points d’accès. Un PC fait partie du système (et il permet de faire tourner le logiciel de gestion, bien sûr), mais aussi, évidemment, les différents lecteurs et l’interface de communication, se chargeant de les relier à l’ordinateur. Chaque lecteur de transpondeurs comporte 2 relais pouvant être reliés à divers dispositifs (par exemple, une serrure électrique, un contrôle d’accès, etc.) dont l’activation/désactivation est commandée par voie logicielle. La connexion interface de communication/ordinateur se fait par une liaison sérielle RS232, alors que celles entre les lecteurs de transpondeurs et cette interface sont constituées d’un bus divisé au format RS485.
La logique de fonctionnement est la suivante : quand un badge à transpondeur passe devant un lecteur, le code d’identification est lu puis transmis, par l’intermédiaire du bus divisé, à l’interface de communication. Cette dernière convertit les niveaux RS485 en RS232 et ensuite passe les données au PC. Le logiciel recevant le code le compare à ceux mémorisés et éventuellement commande dans le lecteur concerné l’activation ou la désactivation de l’un ou des deux relais. La gestion de la communication se fait en “polling” (décision confiée à l’ordinateur) : le PC interroge séquentiellement les divers lecteurs de transpondeurs et éventuellement commande l’activation/désactivation du/des relais. Nous vous rappelons que les lecteurs peuvent travailler en deux modes, paramétrables par le cavalier J1 : J1 fermé, le fonctionnement est autonome et le lecteur envoie le code lu sans attendre que l’ordinateur l’interroge, J1 ouvert, le lecteur mémorise dans un “buffer” (tampon) interne les codes lus et les transmet au PC quand celui-ci les réclame. On comprend que le premier mode peut être utilisé pour exécuter un test de fonctionnement du lecteur ou si peu de lecteurs sont reliés au bus. Si en revanche on souhaite connecter plusieurs lecteurs sur la ligne, il est nécessaire de choisir le second mode et de gérer la communication en “polling”, afin d’éviter les collisions.
Passons maintenant à l’analyse du logiciel. Elle se fera en deux parties : dans la première nous nous occuperons du protocole de communication utilisé entre l’ordinateur et les lecteurs de transpondeurs et dans la seconde nous prendrons un exemple de programme (écrit en Delphi) lequel, mettant à profit le protocole de communication, sera en mesure de gérer les divers lecteurs de transpondeurs et les différents points d’accès.

Figure 1 : Le réseau des lecteurs de transpondeurs reliés à l’ordinateur.

Figure 2 : Protocole de communication.
Le protocole de communication définit les règles d’envoi des requêtes, des paramètres et des commandes de l’ordinateur vers les lecteurs de transpondeurs, il définit en outre le mode de réponse des lecteurs aux interrogations et commandes. Disons tout d’abord que chaque paquet envoyé par le PC commence par les caractères ASCII “*#”, utilisés comme symboles de synchronisation. Toutes les réponses transmises par les lecteurs commencent en revanche par les caractères “ST”.
Ensuite deux caractères sont présents : ils sont utilisés pour adresser l’un parmi les 16 lecteurs possibles reliés au bus RS485. Les deux caractères indiquent respectivement les dizaines et les unités du code d’identification : par exemple, les caractères “00” indiquent le premier lecteur, les caractères “04” le lecteur ayant l’adresse 4, enfin “15” le dernier lecteur, soit le numéro 15. Il faut noter que l’identification sert pour les communications effectuées à partir du PC et pour les réponses émises par les lecteurs.
Après les symboles d’adressage, on trouve des informations complémentaires identifiant le type de commande ou réponse (voir figure 2 pour plus de détails et une liste complète).
Enfin, le paquet se termine par les caractères ASCII 90h s’il s’agit d’un paquet envoyé par le PC. Si en revanche l’émission provient des lecteurs, le paquet se termine par les caractères “EN”.

Pour exécuter la communication entre le PC et les différents lecteurs de transpondeurs on utilise un protocole : il est constitué des commandes envoyées par l’ordinateur et des réponses envoyées par les lecteurs de transpondeurs. Nous avons déjà vu que les commandes envoyées par le PC commencent toutes par les symboles “*#”, alors que les réponses des lecteurs commencent toutes par “ST”.
Ensuite se trouvent deux caractères identifiant le lecteur de transpondeurs (indiquées par “d u” représentant les dizaines et les unités
de l’adresse du lecteur). Puis sont transmis certains caractères identifiant le type de commande ou de réponse, enfin suivent les caractères de fin de paquet, 90h pour les paquets envoyés par l’ordinateur et “EN” pour les réponses envoyées par les lecteurs.
Voyons à présent en détail quelles sont les différentes commandes et réponses qu’il est possible de transmettre et comment elles sont identifiées. La première commande que le PC peut transmettre est l’interrogation en “polling” (l’initiative est à l’ordinateur) : elle est identifiée par les caractères “01”. Le paquet envoyé est donc : *# d u 01 90, où 01 indique justement l’interrogation.
Le lecteur peut alors répondre par le paquet : ST d u 01 EN, pour indiquer qu’il n’a pas de codes de transpondeurs mémorisés à envoyer (les caractères 01 indiquent justement qu’aucune donnée n’est présente). Si en revanche ces informations sont présentes, le transpondeur répond par le paquet : ST d u 02 <10 byte, identifiant le code du transpondeur lu > EN, où les caractères 02 identifient l’envoi du code lu.
Les codes des transpondeurs sont transmis en utilisant 10 caractères (afin d’éviter tout malentendu, précisons que les caractères “<” et “>” ne sont pas transmis dans le paquet, ils ont été inséré pour une raison purement graphique).
Les opérations que le PC peut demander au lecteur d’exécuter sont l’activation ou le changement d’état des relais : le paquet envoyé par l’ordinateur se compose de : *# d u 02 01 90, où 02 identifie la commande d’activation (ou changement d’état) du relais, alors que 01 identifie le relais 1.
Si l’on voulait agir sur le second relais, il faudrait transmettre : *# d u 02 02 90.
Le lecteur de transpondeurs confirme alors la réception et l’exécution de la commande en envoyant le paquet : ST d u 03 01 EN, où 03 identifie le type de réponse, alors que 01 identifie le numéro du relais.
Un dernier paquet concerne le réglage des durées d’activation des deux relais. Le PC en transmettant : *# d u 03 01 td tu 90, indique au lecteur identifié par les caractères d u de paramétrer une durée d’activation pour le premier relais (caractères 01) égale à td tu.
Le mécanisme par lequel on indique les secondes est le même que pour l’adressage du lecteur : td indique les dizaines, tu les unités.
La durée d’activation peut donc être spécifiée dans l’intervalle de 1 à 99 secondes : si en revanche on transmet tdtu=00 on spécifie le mode bistable.
La réponse du lecteur à cette commande est : ST d u 03 01 td tu EN, où, encore une fois, 03 identifie le type de réponse, 01 indique le numéro du relais et td tu indiquent la durée d’activation paramétrée. Une fois connu le protocole de communication, il est donc possible de réaliser un logiciel valable qui, en se basant justement sur celui-là, gère les différents lecteurs de transpondeurs et règle donc l’activation des deux relais en fonction de l’usager reconnu.
Exemples d’interrogation en “polling”
des 2 lecteurs de transpondeurs. Le PC interroge le premier lecteur, lequel répond qu’il n’a pas de données. L’ordinateur passe alors à l’interrogation du second lecteur, lequel répond en revanche qu’il a des données et les transmet. Le cycle peut alors continuer avec l’interrogation des autres lecteurs présents, ou bien reprendre au début avec l’interrogation du lecteur 1.

Le logiciel de gestion
Maintenant que nous avons vu comment fonctionne le protocole de communication, il est possible de réaliser un programme permettant de contrôler les usagers et les accès. Le logiciel doit donc tout d’abord interroger les 16 lecteurs afin de vérifier lesquels sont effectivement présents, ensuite il doit réclamer (en mode “polling”) la transmission des codes lus aux lecteurs détectés. Il doit contrôler dans sa base de données si le code reçu est un de ceux mémorisés : si oui, il est possible d’identifier l’usager et d’agir en conséquence (activer ou non le relais), tout en contrôlant éventuellement l’horaire d’accès et le numéro du lecteur par lequel on accède, de façon à n’autoriser l’accès à l’usager que dans le cadre de certains horaires ou par certaines portes. Si en revanche le code n’est pas dans la base de données, il peut demander l’insertion d’un nouvel usager, c’est-à-dire la mémorisation de son code dans la “database” (mode d’auto-apprentissage) ou bien exécuter d’autres opérations particulières.
Le logiciel doit en outre être en mesure de gérer le paramétrage correct des durées d’activation des relais : nous vous rappelons que ces valeurs sont mémorisées à l’intérieur de chaque lecteur de transpondeurs et qu’elles sont par conséquent égales pour chacun des codes d’identification.
On comprend que les fonctions opérables par voie logicielle en s’appuyant sur le protocole de communication sont nombreuses et qu’elles couvrent un large éventail d’applications. Pour chaque situation particulière, il faudrait réaliser un programme spécifique : ci-après nous vous donnons cependant un exemple de spécifications choisies par nos soins, ayant toutes les chances de coïncider avec vos besoins et qu’on pourrait qualifier de standards.
Avant d’analyser ce programme, regardons comment exécuter le “polling” (décision confiée à l’ordinateur) des différents lecteurs : on l’a vu, la communication sur la ligne divisée est au format RS485. C’est pourquoi le circuit utilise des circuits intégrés MAX485, convertissant les niveaux de tension de TTL à RS485 et vice versa. Avant l’exécution de chaque transmission, le logiciel présent dans le microcontrôleur active automatiquement le MAX485, quand la transmission est terminée la puce est désactivée. Le problème est que les deux opérations réclament un certain délai pour leur exécution : par conséquent, en mode “polling”, il faut en tenir compte et introduire un certain retard entre l’interrogation d’un dispositif et celle du suivant. Un temps de quelques dizaines de millisecondes convient bien : on le voit c’est un intervalle assez court et, dans l’exécution normale, cela ne devrait poser aucun problème.
Nous pouvons maintenant commencer l’analyse de notre programme : on l’a dit, il est écrit en Delphi et tourne sous Windows 95/98/Me/XP. Son installation est fort simple : la procédure exige seulement de spécifier dans quel registre on souhaite copier les fichiers du programme. Une fois celui-ci lancé, l’écran principal apparaît : il contient essentiellement un moniteur d’état, dans lequel apparaissent au fur et à mesure les opérations exécutées avec les commandes manuelles de l’usager ou avec celles automatiques opérées par le programme lui-même.
A l’intérieur de cette même fenêtre il est en outre possible de spécifier quel port COM utiliser pour l’émission/réception des données. Le choix du port est la première opération à accomplir car, si le système est relié à un COM différent de celui auquel le programme s’attend, il n’est possible de réaliser aucune opération. La vitesse de communication ne peut en revanche pas être modifiée, car elle est prévue à 115 200 bits/s, sans parité, avec 8 bits de données, 1 bit de Start et un de Stop. De toute façon, il ne devrait y avoir aucun problème puisque les COM montés sur tous les PC de ces dernières années sont en mesure de gérer une communication à cette vitesse et avec ces paramètres.
Une barre des menus contient deux mots (“File” et Configurer), chacun ouvrant un menu déroulant, nous allons les analyser. L’indication “File” (fichier) contient deux possibilités : Terminer, qui permet de terminer le programme et Démarrer, qui en revanche permet d’activer l’interrogation en “polling” des divers lecteurs. Si l’interrogation est activée, dans la fenêtre principale sont visualisées certaines informations relatives aux opérations en cours (interrogations, code transpondeur reçu, identification usager, etc.). Par exemple, un flux de type Démarrer 01/07/03 15:33:00 apparaît : date (format jj/mm/aa) et heure (format hh:mm:ss) sont celles détectées par l’horloge du PC au moment de la commande. Pour terminer la procédure de “polling”, dans le menu “File” l’indication Démarrer est remplacée par “Stop”.
Passons au menu le plus substantiel, Configurer : nous y trouvons les indications “Reader” (lecteur) et Usagers servant, la première pour accéder à la fenêtre de dialogue où l’on peut choisir le mode de fonctionnement des lecteurs et la seconde pour définir chaque usager et associer à leur détection des actions locales déterminées.
Si l’on ouvre le menu Configurer et si l’on clique sur “Reader”, on accède à la fenêtre de dialogue “Remote Readers Setup”, constituée de deux parties (“Readers” et Temporisation) avec lesquelles on peut choisir toutes les fonctions des lecteurs.
En fait, à partir de “Readers”, le programme indique quels sont les lecteurs reliés au système. Par un clic sur le poussoir “AutoScan” le programme exécute une recherche sur le bus RS485 des lecteurs présents.
Cette opération n’est rien d’autre qu’une interrogation de toutes les adresses de 0 à 15 et quand elle est terminée les lecteurs détectés apparaissent cochés dans la fenêtre de dialogue. A noter que pendant l’interrogation le menu contextuel du bas visualise l’état de la recherche. Par un clic sur le poussoir OK on accepte et on confirme la liste des lecteurs détectés, avec Annuler on abandonne la procédure et les derniers paramétrages sauvegardés restent valides.
Notez cependant que pour permettre la liaison “à chaud” (soit sans interrompre l’exécution du programme) d’un nouveau lecteur, le programme tente même l’interrogation des lecteurs n’ayant pas été identifiés au moyen de la procédure “Autoscan”.
Cette procédure peut toutefois être utile pour vérifier l’exactitude du paramétrage des micro-interrupteurs de chaque lecteur relié au bus. La partie Temporisations concerne en revanche le paramétrage des deux relais de chaque lecteur : nous y trouvons deux fenêtres dans lesquelles on peut écrire le nombre de secondes de la durée d’activation voulue. Par exemple, si l’on écrit 10 en Temps d’activation Relais 1, le relais RL1 du lecteur sera excité pendant 10 secondes environ chaque fois qu’un transpondeur, parmi ceux mémorisés dans la base de données, sera lu. La sélection du lecteur auquel se réfère le paramétrage se fait par la fenêtre Sélectionner “Reader”. Après avoir choisi les diverses durées d’activation, cliquez sur le poussoir Envoi Configuration : le programme envoie alors les paramètres en utilisant le paquet de paramétrage convenable.
Nous avons déjà souligné qu’en laissant à zéro la durée d’un relais, ce dernier fonctionne en mode bistable : cela signifie que le passage d’un transpondeur habilité déterminera l’inversion de l’état actuel dudit relais (il se relaxe s’il est excité et il s’active s’il est au repos). Il est en outre possible de relaxer un relais ou les deux du lecteur indiqué : ainsi, si en un point d’accès il est nécessaire de commander un seul dispositif externe, on peut choisir de le relier au premier relais et de désactiver le second. Par exemple, si l’on veut commander le seul relais 1 du lecteur numéro 0 pour 2 secondes chaque fois qu’un transpondeur autorisé est lu, on doit écrire 2 dans la fenêtre Temps d’activation Relais 1. Il faut aussi cliquer dans la case Temps d’activation Relais 1 afin de la cocher. En revanche, il faut décocher la case Temps d’activation Relais 2. En pressant Envoyer Configuration, les paramètres sont transmis au lecteur.
Avant de passer à la seconde indication du menu Configurer, nous vous devons une précision : tous les paramétrages vus peuvent être pratiqués et appliqués avant que le système ne soit lancé avec la commande Démarrer du menu “File” : ils sont en effet transmis aux différents lecteurs le long du bus RS485. Une fois le système lancé, le bus est occupé par les interrogations : il n’est donc plus possible de transmettre les commandes de paramétrage. D’ailleurs la commande “Reader” n’est plus sélectionnable (en gris) : pour pouvoir modifier le paramétrage, il faut bloquer momentanément l’interrogation (menu “File”, indication “Stop”) puis entrer dans le menu Configurer et sélectionner la commande “Reader”, maintenant disponible.
Analysons ensuite la configuration des usagers. Elle est accessible en deux modes : manuellement, en ouvrant le menu Configurer et en cliquant sur la commande Usagers, ou en automatique, quand devant la self d’un ou des lecteurs du système passe un transpondeur inconnu dans la base de données.
Dans le premier cas on accède à la fenêtre de dialogue Configuration Usagers dans laquelle, pour chaque transpondeur reconnu, apparaît une ligne indiquant le code d’identification, le nom correspondant (utile quand un transpondeur doit identifier une personne) et les éventuelles actions associées (activation du relais 1 ou 2) à son passage devant le lecteur. Pour ajouter un nouvel usager, il suffit de cliquer sur Ajout et d’écrire manuellement les données, c’est-à-dire code et nom. Il y a ensuite deux cases à cocher Relais 1 et Relais 2 : la coche indique que les relais correspondants seront activés après le passage du transpondeur identifié par le code inséré. Si l’on presse OK, le nouvel usager est temporairement ajouté, si en revanche l’on presse l’icône Sauvegarder, la “database” des usagers est mise à jour.
Jusqu’ici nous avons expliqué la définition manuelle. Cependant le programme a été réalisé de manière à permettre l’ajout d’un transpondeur différent de ceux déjà mémorisés dans la base de données par l’intermédiaire d’une technique d’auto-apprentissage.
Plus précisément, si l’on approche d’un quelconque lecteur un transpondeur inconnu, la procédure de définition des nouveaux usagers est automatiquement lancée : une fenêtre de requête Ajout nouvel usager ? apparaît à l’écran, par laquelle le PC demande à l’opérateur s’il veut créer un nouvel usager : si l’on répond Oui, la fenêtre de dialogue Configuration Usagers apparaît, dans laquelle le champ Code donne la valeur lue sur le transpondeur. Si l’on répond Non, l’ordinateur ignore le nouveau dispositif et ne produit aucune action locale. Bien entendu, si l’on approche à nouveau le même transpondeur d’un autre lecteur ou du même, une nouvelle proposition d’enregistrement d’un nouvel usager nous est faite.
Dans la fenêtre Configuration Usagers il est en outre possible d’éliminer ou de modifier les enregistrements relatifs aux usagers : dans les deux cas les commandes ont un effet sur la ligne sélectionnée (pour sélectionner un usager de la liste, il suffit de cliquer sur la ligne qui le contient).
Dernier aspect touchant au logiciel de gestion : celui-ci réalise un “file” (fichier) de log dans lequel il mémorise toutes les informations correspondant aux opérations exécutées.
Les informations sont les mêmes que celles visualisées dans la fenêtre principale, mais elles sont sauvegardées de façon à en permettre la lecture même après coup. Les données sont inscrites dans un fichier de type texte (extension .txt) nommé au format aaaamm.txt dans lequel les 4 premiers caractères identifient l’année et les 2 derniers le mois (chaque fichier contient en effet les informations relatives aux opérations effectuées chaque mois). Le format de sauvegarde se compose de 7 champs :
- jour exprimé dans le format jj/mm/aa,
- heure exprimée dans le format hh:mm:ss,
- adresse du transpondeur au format d u (le premier caractère pour les dizaines, le second pour les unités),
- code d’identification du transpondeur,
- nom usager associé au code transpondeur,
- deux caractères identifiant si les relais respectifs sont actifs ou non (S pour activation, N pour non activation).
Les données sont sauvegardées à l’intérieur du fichier textuel où chaque ligne représente un événement : les 7 champs sont en outre séparés par le caractère “;” de façon à permettre une importation plus simple en “database” ou feuillets électroniques comme Access ou Excel.

Figure 3 : Principaux écrans du programme.

Programme lancé, apparaît l’écran principal. La première opération à accomplir est la sélection du port COM à utiliser. A partir du menu “File” il est possible de lancer les interrogations des lecteurs ou sortir. A partir du menu Configurer il est possible en revanche d’entrer dans le mode de configuration des lecteurs de transpondeurs ou des usagers.
Au moyen de la fonction “Autoscan” il est possible d’activer la détection automatique des lecteurs de transpondeurs reliés au bus RS485. Le paramétrage du code d’identification de chaque lecteur se fait par le dipswitch à 4 bits présent sur le circuit (voir première partie de l’article).
Comme on peut le voir ci-contre, il n’est pas absolument nécessaire de paramétrer les codes de manière séquentielle, mais on peut aussi faire des “sauts” (dans notre exemple les lecteurs 03 et 04 n’ont pas été paramétrés, alors que le lecteur 05 est inséré). En pressant OK le paramétrage est accepté et il est donc sauvegardé.
Ecran de paramétrage des lecteurs désignés par la procédure “Autoscan”.
Pour chaque lecteur, sélectionnable à partir du code d’identification, il est possible de paramétrer lequel des deux relais activer et sa durée d’activation. Pour chaque relais il est possible de spécifier un intervalle d’activation compris entre 1 et 99 secondes.
Si l’on paramètre 0 seconde, on sélectionne le mode bistable (une première commande excite le relais, une seconde le désactive et ainsi de suite).
Ecran des usagers mémorisés dans la base de données du programme. Chaque usager est identifié par le code du badge à transpondeur et par une dénomination.
Pour chaque usager il est possible de spécifier lequel des deux relais activer et si l’identification correspondante a eu lieu (la durée d’activation dépend en revanche du paramétrage mémorisé dans le lecteur).
Par l’intermédiaire des poussoirs présents dans la partie supérieure, il est possible d’ajouter ou de modifier les enregistrements correspondant aux usagers.

Figure 4 : Les cartes à transpondeur sont disponibles au format badge ISO7816 (carte de crédit) ou, plus commode, au format porte-clés.

Figure 5 : Exemple fichier de log.

Le programme que nous vous proposons dispose d’une fonction de sauvegarde des fichiers de log utile et commode, car toutes les actions advenues dans le mois sont écrites. Les données sont sauvegardées dans des fichiers de texte (avec extension .txt) et chaque action est écrite sur une ligne. Pour chaque ligne les champs sont séparés par le caractère “;” de façon à permettre une importation rapide à l’intérieur de la “database” ou vers des feuillets électroniques.

1er partie : Le matériel (étude et réalisation).

Des lecteurs de transpondeurs commandés par ordinateur "Première partie : Le matériel (étude et réalisation)"

2012-01-26T08:00:00.009Z

Cet appareil permet de contrôler avec un programme simple, exécutable sous Windows, jusqu’à 16 lecteurs de transpondeurs passifs, de créer la liste des personnes habilitées et d’attribuer à chacune la possibilité d’effectuer des actions locales comme l’activation d’un ou plusieurs relais en mode impulsionnel ou bistable.

Depuis quelques années les transpondeurs sont devenus l’une des principales méthodes d’identification et de contrôle d’accès : certains ont la forme d’un porte-clé, d’autres d’un badge ISO7816 (format carte de crédit) ou encore d’objets de diverses natures. Les sociétés remplacent la traditionnelle pointeuse par un système à transpondeurs et les clubs sportifs, cinémas, parcs autos, etc., le trouvent très rationnel pour un paiement rapide et sécurisé.
Nous avons publiés à plusieurs reprises des articles invitant à étudier et construire de tels systèmes, à même de lire les transpondeurs et d’en élaborer les données, soit de manière autonome, soit avec l’aide d’un ordinateur, mais il s’agissait toujours d’un lecteur unique, conçu pour un seul point d’accès. Cependant, il faut parfois contrôler plusieurs entrées et alors un système multi-lecteur est requis.

Notre réalisation
Le montage décrit ici concerne un groupe de transpondeurs capables de travailler soit en mode “stand-alone” (solitaire), soit interfacé à un PC par l’intermédiaire d’une interface de communication RS485. Ce type de bus, justement, permet de gérer, à partir d’un seul ordinateur et d’un programme écrit en Delphi, jusqu’à 16 lecteurs, tous reliés à la même ligne. La gestion par ordinateur étend les possibilités d’utilisation et l’universalité d’emploi du système car il permet, pour chaque lecteur, de créer une liste de transpondeurs habilités (préalablement appris par le PC au moyen d’une procédure d’auto-apprentissage requérant le passage de chaque usager devant le lecteur) et ensuite d’attribuer à chacun la possibilité d’effectuer des actions locales comme l’activation d’un ou plusieurs relais en mode impulsionnel ou bistable.
Cette fonction, comme d’autres, paraîtront plus claires quand nous aurons analysé le schéma électrique d’un lecteur, mais avant, précisons que le système est modulaire et qu’il est constitué, dans sa forme élémentaire, d’un lecteur et d’une interface de liaison au PC. Cette dernière est unique pour tous les lecteurs de transpondeurs éventuellement ajoutés, car il s’agit d’un simple convertisseur de niveaux logiques de RS485 à RS232 : comme la RS485 est un bus, on peut lui relier plusieurs lecteurs de transpondeurs (jusqu’aux 16 supportés par le logiciel de gestion), tous en parallèle entre eux. C’est pourquoi une seule interface suffit.

Le fonctionnement général du système
Avant de commencer l’analyse des circuits, donnons une description plus ample du montage général (figure 1).
On l’a dit, le système se compose d’un PC sur lequel tourne le logiciel de gestion pour un maximum de 16 lecteurs et d’une interface de communication chargée de relier l’ordinateur aux divers lecteurs de transpondeurs.
La logique du fonctionnement peut se résumer ainsi : quand une carte passe près d’un lecteur, son code d’identification est lu puis transmis au PC au moyen du bus partagé. Le logiciel tournant sur l’ordinateur, dès la réception du code, le compare à ceux mémorisés et éventuellement commande au lecteur l’exécution de certaines actions.
On le voit, toute la logique de comparaison et l’envoi des commandes sont dévolus au PC : les lecteurs servent seulement à identifier les codes écrits dans les transpondeurs et à exécuter les commandes provenant du PC. La gestion de la communication se fait en “polling” (décision confiée à l’ordinateur) : c’est par conséquent l’ordinateur qui, séquentiellement, interroge les lecteurs et éventuellement gère l’émission et la réception des données/commandes.
La présentation du système se subdivise en deux parties : dans cette première partie, nous analysons les schémas des circuits électroniques des deux dispositifs et nous les réalisons, dans la seconde, nous nous consacrerons en revanche au logiciel de gestion du système dans son ensemble.

Figure 1 : Le réseau des lecteurs de transpondeurs relié à l’ordinateur.

Le schéma électrique du lecteur de transpondeurs
Le circuit de chaque lecteur (figure 2) peut être divisé en 5 blocs principaux : un bloc composé de U7, un U2270 gérant la lecture des codes des transpondeurs, un bloc constitué de U2, le PIC16F876-EF470, déjà programmé en usine, gérant toute la logique du dispositif, un bloc exécutant la gestion des éventuels périphériques externes, constitué des deux relais RL1 et RL2, un bloc gérant la communication sur le bus RS485, constitué de U5 et U6 et enfin le bloc d’alimentation, composé de U1 et U4.
Le premier bloc est essentiellement basé sur le U2270 de TEMIC, un composant spécifique pour la réalisation des lecteurs de transpondeurs passifs : il produit un champ électromagnétique à 125 kHz (grâce à un oscillateur interne à VCO) et le rayonne, par la self L1, dans l’espace proche, ce qui lui permet ensuite de détecter une partie du signal présent entre C15 et L1, ce signal, vous allez le voir très vite, résultant de la présence du transpondeur. Au repos, aux bornes de C18 se trouve une tension continue obtenue (grâce à la redresseuse D6) à partir de l’onde sinusoïdale appliquée à la self par les broches 8 et 9 du U2270. Si une carte à transpondeur est approchée, à une distance telle qu’elle détermine une absorption significative dans le circuit à 125 kHz, sous l’effet de réaction d’induit se produit une variation du courant traversant L1 (due à la commutation de la logique interne du transpondeur) laquelle détermine aussi un changement d’amplitude de la tension appliquée entre l’anode de D6 et la masse. Aux extrémités de C18 se trouve donc une onde rectangulaire BF (quelques centaines de Hz). Ce signal dépend du fait que le transpondeur, investi par les lignes de flux du champ électromagnétique, s’active et transmet son code d’identification. Le signal transportant le code est ensuite appliqué à la broche 4 d’entrée IN par l’intermédiaire du condensateur de couplage C16. A l’intérieur de U7, un amplificateur et un quadrateur extraient les impulsions et redressent les fronts de montée et de descente.
A la fin, on obtient en sortie sur la broche 2 de U7 un signal reproduisant le code d’identification de la carte à transpondeur.
Ce signal est ensuite envoyé au port d’entrée RC1 du microcontrôleur U2 : ce PIC16F876-EF470 gère entièrement le lecteur tant en ce qui concerne l’acquisition des données de passages des différents transpondeurs que le dialogue avec l’ordinateur par la bus RS485 (géré par les ports RB0, RC6 et RC7 et par U5 et U6) et que l’élaboration des commandes arrivant et concernant les relais (RL1 et RL2 commandés par les ports RC4 et RC5) ou que d’autres choses encore.
Après l’initialisation des I/O, le “main program” (programme central) du PIC vérifie continuellement les conditions logiques des broches 12 et 18 : de la première il attend les données extraites du U2270, avec la seconde il contrôle l’arrivée d’une éventuelle demande de communication de l’ordinateur. A ce propos, nous avons déjà précisé que le système fonctionne en “polling” (décision confiée à l’ordinateur), c’est-à-dire que c’est le PC qui interroge les divers périphériques au lieu que ce soit les lecteurs qui transmettent automatiquement leurs données. C’est logique car, donnant tous sur un unique bus, les divers dispositifs pourraient produire des collisions s’ils émettaient en même temps.
A noter qu’à l’initialisation le programme règle le port UART interne lequel, ici, gère la communication sérielle à travers les broches 17 et 18. L’UART permet une vitesse d’émission/ réception de 115 200 kbits/s, donc plus qu’il ne faut pour le plus rapide des ports sériels de PC. Le choix de confier la communication à un périphérique spécifique plutôt que de recourir à un quelconque registre est dû à la nécessité de dégrever les attributions du microcontrôleur au bénéfice de sa rapidité de réponse.
Quand le microcontrôleur détecte une commutation sur la broche 12, il acquiert la lecture correspondante, puis il en vérifie le format et le “checksum” (somme de contrôle) pour être certain d’avoir accompli l’acquisition correctement. Quant au format des données, il faut noter que les transpondeurs prévus par nous envoient 64 bits, parmi lesquels les 9 premiers sont un code de synchronisme (“start”) pour indiquer au dispositif de lecture (le microcontrôleur U2) qu’il doit procéder à l’acquisition, 40 sont les données proprement dites (organisées en 5 lignes x 4 colonnes), 10 servent pour la parité de ligne et 4 pour la parité de colonnes. Si parité de ligne et parité de colonne sont conformes avec la somme de contrôle, le microcontrôleur mémorise les données correspondantes en RAM, sinon il ignore ce qui provient du U2270 et attend un nouveau signal de “start”.
Les informations provenant de la lecture d’un transpondeur sont transmises au PC et ensuite comparées avec celles précédemment sauvegardées sur le disque dur de l’ordinateur, au moyen de la procédure d’auto-apprentissage : la comparaison peut avoir une issue positive ou négative. SI elle est positive, l’ordinateur commande au microcontrôleur d’exécuter certaines actions locales, si elle est négative, la procédure est abandonnée. Par actions locales, il faut entendre l’activation ou le changement d’état d’un ou des deux relais de la platine du lecteur de transpondeurs.
Ces actions sont décidées par la fenêtre spéciale de dialogue du programme de gestion et ensuite communiquées au lecteur par bus RS485. Par exemple, à la suite de la lecture d’un transpondeur, le RL2 seul se déclenche (ouvrant par exemple une serrure électrique), ou alors on peut décider que les deux relais doivent se déclencher ensemble, mais sur des modes différents.
Si le système travaille en “polling” (décision confiée à l’ordinateur), toutes les actions sont actualisées seulement après que la platine ait été interrogée par l’ordinateur : ce qui veut dire que la lecture d’un transpondeur habilité ne détermine pas toujours une action immédiate, parfois, avant que RL1 ou RL2 ne s’active, quelques instants peuvent s’écouler.
De la lecture à l’interrogation par le PC, les différentes données restent encloses dans un “buffer” (tampon) du PIC réservé à la communication. Quand l’ordinateur les réclame, ces informations transitent à travers le bus d’émission, soit la broche 17 du microcontrôleur.
L’acquisition est de toute façon signalée localement par le buzzer et la LED : en fait, le microcontrôleur met au niveau logique 1 sa ligne RC3, ce qui force T2 à la saturation et alimente ainsi le buzzer BZ, lequel émet une note. Pendant l’apprentissage, pour aider aux opérations, le buzzer confirme toujours l’acquisition et l’insertion dans la liste du transpondeur venant de passer devant la self, même chose pour la LED LD1.
Encore un détail concernant le lecteur : la plus grande efficacité s’obtient en faisant osciller le U2270 exactement sur 125 kHz, ce qui n’est en pratique pas très simple à obtenir, essentiellement pour des motifs de tolérance des composants.
Pour garantir une oscillation du lecteur exactement sur 125 kHz, nous avons eu recours à un procédé consistant à faire gérer la fréquence de travail par le microcontrôleur : cela présente en outre l’avantage de ne pas avoir à régler manuellement le lecteur. Ce contrôle dynamique s’obtient en lisant la fréquence sur la broche 9 du U2270 au moyen d’un diviseur par quatre, obtenu avec deux FLIP-FLOP U3a et U3b l’un l’autre en cascade et en série avec la ligne RA0 du microcontrôleur, de telle façon que le PIC produise un potentiel proportionnel : selon la valeur lue, le microcontrôleur produit une forme d’onde rectangulaire PWM dont la largeur d’impulsion est inversement proportionnelle à la fréquence reçue sur RA0. L’onde modulée est redressée en simple alternance par D5 et C11, de façon à obtenir un potentiel superposé à celui normalement présent sur la broche 15 RF du U2270. Cette forme de rétroaction agit sur le VCO de telle manière que, si la fréquence tend à augmenter plus que la tolérance admise au dessus de 125 kHz, le microcontrôleur réduit le rapport cyclique du signal PWM produit par ses lignes RC2, de telle manière que la tension sur la broche 15 diminue. Et vice versa : si la fréquence chute au dessous d’un seuil de tolérance admissible, le logiciel du microcontrôleur augmente la largeur des impulsions PWM et augmente ainsi le potentiel contrôlant le VCO et n’intervenant que sur la seule broche 15 pour contraindre l’oscillateur contrôlé à synthétiser une fréquence supérieure. La compensation du VCO que l’on vient de décrire n’est pas constante mais périodique : elle s’exerce exclusivement après la mise sous tension et l’initialisation des I/O et à la suite de chaque lecture opérée par le U2270, afin de recalibrer le système.
Le temps est venu d’aborder deux détails d’importance : le cavalier J1 et la série des micro-interrupteurs du dipswitch DP1. Le cavalier, soit la condition logique prise par la ligne RB1 du microcontrôleur, permet de choisir entre deux modes de fonctionnement bien définis : J1 ouvert, le lecteur acquiert les données des transpondeurs, les donne au PC au cours de l’interrogation suivante (signalisation pour l’usager extérieur par clignotement de la LED) et attend des instructions sur l’activation éventuelle des relais. En revanche, si J1 est fermé, le fonctionnement autonome est paramétré : dans ce cas, la LED clignote à intervalles réguliers pour indiquer le choix de ce mode. Quand une carte à transpondeur passe, la LED reste allumée quelques secondes et un bip est émis à titre de confirmation. En outre, le code lu est transmis au PC sans attendre une interrogation de sa part. Dans ce mode, il est possible d’acquérir les informations de lecture au moyen d’un quelconque émulateur de terminal : par exemple, avec Hyper Terminal de Windows apparaît un flux avec le code du transpondeur lu et l’ID du lecteur. Notez tout de même que si plusieurs lecteurs sont reliés ensemble sur une même ligne, l’interrogation par le PC n’ayant pas lieu, un conflit pourrait se produire si plusieurs transpondeurs émettaient en même temps. Ce mode peut, par exemple, être utilisé pour exécuter un test rapide sur le fonctionnement du dispositif, ou dans le cas où l’on prévoirait d’utiliser un nombre limité de lecteurs sur le même bus. La présence du DIP1 : nous l’avons dit, le logiciel de gestion sur PC peut contrôler jusqu’à 16 lecteurs. Pour le faire, il doit bien sûr pouvoir les distinguer entre eux. Eh bien, la reconnaissance se fait justement par un numéro ou nombre identifiant émis à chaque interrogation et produit grâce au paramétrage des lignes RB2 à RB5 du microcontrôleur U2. Bien entendu, dans des systèmes composés de plusieurs périphériques de lecture, le DIP1 doit être réglé différemment d’un lecteur à l’autre.
Un regard, maintenant, à U5 et U6 : deux circuits intégrés MAXIM MAX485, chacun d’eux est un émetteur/ récepteur standard RS485, soit une puce contenant un convertisseur TTL/RS485 et un RS485/TTL, désactivables à volonté. Ici nous en utilisons deux pour des motifs que nous exposerons plus loin.
Pour le moment, contentons-nous de dire que U5 est paramétré pour fonctionner seulement comme émetteur, c’est-à-dire comme convertisseur TTL/RS485 et que U6 est configuré de telle manière qu’il reste toujours en réception et ne met en oeuvre que sa partie convertisseur RS485/TTL.
Terminons l’analyse du schéma électrique par l’alimentation : elle reçoit la tension principale de l’interface de communication au moyen du connecteur RJ45 contenant le canal de données.
Avec ce connecteur, elle prélève (voir schéma électrique de l’interface, figure 5) la composante continue provenant de la prise d’entrée laquelle, filtrée par C1 et C2, est appliquée au régulateur U4, un 7812 produisant le 12 V stabilisé nécessaire au fonctionnement du buzzer, des lecteurs de transpondeurs et des enroulements des deux relais. Le 12 V est ensuite régulé à 5 V par U1, un 7805 alimentant tous les dispositifs TTL.
A noter enfin que chaque lecteur comporte deux connecteurs RJ45 en parallèle entre eux : cela est fait pour connecter plusieurs lecteurs en série. En systèmes multiples, il suffit de relier par un câble adapté un connecteur du premier lecteur au RJ45 de l’interface, puis de relier par un autre câble l’autre RJ45 du lecteur à l’un des deux connecteurs du deuxième lecteur et ainsi de suite jusqu’au seizième.
La connexion, apparemment en cascade, est en réalité en parallèle, car l’alimentation et le bus d’émission/réception RS485 sont multiplexés.

Figure 2 : Schéma électrique du lecteur de transpondeurs.

Figure 3 : Interconnexions des lecteurs de transpondeurs.

La liaison entre le PC et l’interface de communication se fait par un port au format RS232. La connexion entre l’interface et les 16 lecteurs de transpondeurs est en revanche réalisée par bus RS485. Chaque lecteur est doté de 2 ports RJ45 réalisant le bus : les deux ports sont en parallèle entre eux. Cela signifie que toutes les données arrivant sur un port sont transmises au second. Ainsi, les informations transmises par le PC sont envoyées à l’interface, qui les convertit au format RS485 et donc les envoie sur le bus. Les données arrivent seulement au lecteur de transpondeurs identifié par l’adresse spécifiée, lequel élabore les informations et répond au PC en donnant son adresse afin de se faire identifier.

Figure 4 : Les cartes à transpondeur sont disponibles au format badge ISO7816 (carte de crédit) ou, plus commode, au format porte-clé.

Le schéma électrique de l’interface de communication
Le module de communication (schéma électrique figure 5) revêt une importance fondamentale : il réalise la conversion des signaux du standard RS485 utilisé par le bus des lecteurs de transpondeurs au standard RS232 du port sériel du PC.
En outre, le circuit reçoit, par la prise d’alimentation PWR, la tension continue d’alimentation (au moins 16 à 17 V) : celle-ci est conduite (par les broches 5 et 6 du connecteur RJ45) aux modules à transpondeurs (les broches 3 et 4 sont des masses). La tension d’alimentation est aussi stabilisée et réduite à 5 V par le régulateur U2, permettant d’alimenter les circuits intégrés TTL.
Par le connecteur RJ45, l’unité d’interface relie les lignes d’émission (broches 1 et 2) et de réception (broches 7 et 8) du bus RS485 et les lecteurs de transpondeurs. Le module comporte deux convertisseurs TTL/RS485, utilisés l’un comme récepteur (U3) et l’autre comme émetteur (U4) : cette configuration étrange est essentiellement due au fait que nous voulions une communication “full-duplex” (bilatérale simultanée) immédiate. En effet, les circuits intégrés MAX485 sont des émetteurs/récepteurs et chacun contient donc une section réceptrice (RS485/TTL) et une émettrice (TTL/RS485). Or pour réaliser une liaison émettrice/réceptrice un circuit intégré suffirait ! Toutefois, pour accélérer la communication, ralentie par les limites des UART montées sur les PC, nous avions pensé doubler les lignes et en utiliser une pour l’émission et l’autre pour la réception des données. En utilisant deux MAX485, U3 est toujours en réception et donc seule travaille sa section convertissant les niveaux TTL reçus par le PC (conversion RS232/TTL) en RS485. La ligne d’émission du bus est donc la boucle sortant des broches 1 et 2 du connecteur RJ45 et celle d’émission part des broches 7 et 8.
On l’a dit, le module d’interface opère une conversion des impulsions de courant de la ligne RS485 en impulsions de tension RS232 et vice versa : l’opération n’est pourtant pas directe. Le bloc U1 MAX232 transforme les niveaux de RS232 (présents sur les broches 7 et 8) en TTL (fournis aux broches 9 et 10) et vice versa. Les blocs U3 et U4, en plus d’exécuter l’émission/réception des données, réalisent la conversion des niveaux de TTL (broches 1 et 4) en RS485 (broches 6 et 7).

Figure 5 : Schéma électrique de l’interface de communication.

Figure 6 : Paramétrer le numéro ou nombre identifiant des lecteurs.

Le système que nous proposons permet d’utiliser jusqu’à 16 lecteurs de transpondeurs lesquels, bien sûr, pour ne pas être confondus par le programme de gestion, doivent être identifiés par un nombre univoque entre 0 et 15. Bien entendu, chaque lecteur doit posséder une adresse différente de celle des autres lecteurs du système : le tableau suivant montre comment régler les micro-interrupteurs du dip-switch DIP1 pour chaque identifiant. Le système utilise une numération binaire à 4 bits : le microinterrupteur 1 indique le bit le moins significatif, le micro-interrupteur 4 le plus significatif. Le micro-interrupteur 1 (le bit le moins significatif, de poids 1) est celui relié à la broche 23 du microcontrôleur, les 2, 3 et 4 ceux reliés aux broches 24, 25 et 26.

Figure 7 : L’installation dans le boîtier de l’interface de communication. D’un côté les deux ports en parallèle entre eux RJ45 utilisés pour relier les lecteurs de transpondeurs, de l’autre un port sériel au format RS232 avec lequel se fait la liaison à un ordinateur. Un jack pour l’alimentation en 16 V environ est également présent.

La réalisation pratique des deux circuits
La platine d’un lecteur de transpondeurs
Une fois que l’on a réalisé le circuit imprimé par la méthode préconisée et décrite dans l'article : "Comment fabriquer vos circuits imprimés facilement ?" (la figure 8b en donne le dessin à l’échelle 1), ou qu’on se l’est procuré, on monte tous les composants dans un certain ordre en regardant fréquemment la figure 8a et la liste des composants.
Montez tout d’abord les 4 supports des circuits intégrés : vérifiez bien les soudures (ni court-circuit entre pistes et pastilles, ni soudure froide collée).
Montez ensuite toutes les résistances sans les intervertir. Montez les diodes, bagues repère-détrompeurs orientées dans le bon sens montré par la figure 8a. Montez la LED rouge en respectant bien sa polarité (l’anode + est la patte la plus longue).
Montez tous les condensateurs en respectant bien la polarité des électrolytiques (la patte la plus longue est le +).
Montez le quartz, bien enfoncé et debout. Montez les deux régulateurs U1 et U4, couchés sans dissipateurs, sans les confondre et fixés par un boulon 3MA. Montez les 4 transistors méplats repère-détrompeurs orientés comme le montre la figure 8a.
Montez le buzzer, le cavalier, le dipswitch (chiffres vers T4), les 2 relais et enfin la self L1 (à l’aide de ses 3 entretoises). Montez les 2 borniers à 3 pôles pour les charges (OUT). Montez les deux connecteurs RJ45.
Retournez la platine et, côté soudures, soudez après l’avoir positionné avec beaucoup de soin, le circuit intégré U7 U2270 : c’est un composant CMS. Repérez la broche 1 (tache ou point de référence), soudez-la sur la bonne pastille, puis soudez les autres et vérifiez les soudures (ni court-circuit entre pistes ou pastilles ni soudure froide collée). Attention, pas plus de 4 secondes environ par soudure et attendez un instant entre chacune, afin d’éviter de détruire le circuit intégré par suréchauffement.
Passez du temps à faire cela : c’est la seule difficulté du montage !
Vous pouvez maintenant enfoncer avec délicatesse les 4 circuits intégrés restants dans leurs supports respectifs en orientant bien leur repère-détrompeur en U dans le sens indiqué par la figure 8a.

Figure 8a : Schéma d’implantation des composants du lecteur de transpondeurs.

Figure 8b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé du lecteur de transpondeurs.

Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ
R2 = 1 kΩ
R3 = 10 Ω
R4 = 4,7 kΩ
R5 = 4,7 kΩ
R6 = 4,7 kΩ
R7 = 330 Ω
R8 = 68 kΩ
R9 = 4,7 kΩ
R10 = 47 kΩ
R11 = 39 kΩ
R12 = 330 Ω
R13 = 10 kΩ
R14 = 330 Ω
R15 = 10 kΩ
R16 = 4,7 kΩ
R17 = 470 kΩ
C1 = 100 nF multicouche
C2 = 470 μF 25 V électro.
C3 = 220 μF 16 V électro.
C4 = 100 nF multicouche
C5 = 220 μF 16 V électro.
C6 = 100 nF multicouche
C7 = 220 nF 63 V polyester
C8 = 220 μF 16 V électro.
C9 = 100 nF multicouche
C10 = 100 nF multicouche
C11 = 2,2 μF 50 V électro.
C12 = 10 pF céramique
C13 = 10 pF céramique
C14 = 47 μF 25 V électro.
C15 = 2,2 nF multicouche
C16 = 680 pF céramique
C17 = 100 nF multicouche
C18 = 1500 pF céramique
C19 = 100 nF multicouche
C20 = 1000 pF céramique
LD1 = LED 5 mm rouge
U1 = 7805
U2 = PIC16F876-EF470 déjà programmé en usine
U3 = 4013
U4 = 7812
U5 = MAX485
U6 = MAX485
U7 = U2270B
D1 = 1N4007
D2 = 1N4007
D3 = 1N4007
D4 = 1N4148
D5 = 1N4148
D6 = 1N4148
Q1 = Quartz 16 MHz
T1 = MPSA13
T2 = BC547
T3 = BC547
T4 = BC547
BZ1 = Buzzer avec électronique
L1 = Self pour transpondeur X9
J1 = Cavalier
DIP1 = Dip-switch à 4 micro-interrupteurs
RL1 = Relais miniature 12V
RL2 = Relais miniature 12V

Les résistances sont des 1/4 de W 5 %.

Divers :
2 borniers 3 pôles
2 connecteurs RJ45
1 support 2 x 14
1 support 2 x 7
2 supports 2 x 4
2 boulons 8 mm 3MA
1 écrou 3 MA
3 entretoises pour self
1 circuit imprimé cod. S0470.

Figure 9 : Photo d’un des prototypes de la platine du lecteur de transpondeurs.

La platine de l’interface de communication
Une fois que l’on a réalisé le circuit imprimé par la méthode préconisée et décrite dans l'article : "Comment fabriquer vos circuits imprimés facilement ?" (la figure 10b en donne le dessin à l’échelle 1), ou qu’on se l’est procuré, on monte tous les composants dans un certain ordre en regardant fréquemment la figure 10a et la liste des composants.
Montez tout d’abord les 3 supports des circuits intégrés : vérifiez bien les soudures (ni court-circuit entre pistes et pastilles, ni soudure froide collée).
Montez ensuite les 4 résistances sans les intervertir. Montez la diode, bague repère-détrompeur orientée dans le bon sens montré par la figure 10a.
Montez tous les condensateurs en respectant bien la polarité des électrolytiques (la patte la plus longue est le +).
Montez le régulateur U2, couché sans dissipateur, fixé par un boulon 3MA.
Montez la prise DB9 femelle. Montez les deux connecteurs RJ45 et enfin la prise d’alimentation.
Vous pouvez maintenant enfoncer avec délicatesse les 3 circuits intégrés restants dans leurs supports respectifs en orientant bien leur repère-détrompeur en U dans le sens indiqué par la figure 10a.
Pour l’installation dans le petit boîtier plastique aux dimensions adaptées, la figure 7 et les photos de début d’article devraient vous rendre la chose des plus aisées.

Figure 10a : Schéma d’implantation des composants de l’interface de communication.

Figure 10b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé de l’interface de communication.

Liste des composants
R1 = 10 Ω
R2 = 1 Ω
R3 = 56 Ω
R4 = 56 Ω
C1 = 220 μF 25 V électro.
C2 = 100 nF multicouche
C3 = 100 μF 25 V électro.
C4 = 100 nF multicouche
C5 = 1 μF 100 V électro.
C6 = 1 μF 100 V électro.
C7 = 1 μF 100 V électro.
C8 = 1 μF 100 V électro.
C9 = 100 nF multicouche
C10 = 100 nF multicouche
D1 = 1N4007
U1 = MAX232
U2 = 7805
U3 = MAX485
U4 = MAX485

Les résistances sont des 1/4 de W 5 %.

Divers :
2 connecteurs RJ45
1 connecteur DB9 femelle
1 prise d’alimentation
1 support 2 x 8
2 supports 2 x 4
1 circuit imprimé cod. S0471.

Figure 11 : Photo d’un des prototypes de la platine de l’interface de communication.

Les interconnexions entre les lecteurs, l’interface de communication et l’ordinateur
Laissez ouvert ou fermé le cavalier J1 en fonction du mode de fonctionnement que vous avez choisi d’utiliser : rappelons que si J1 est ouvert, le lecteur acquiert les données des transpondeurs et ne les transmet à l’ordinateur que quand ce dernier les lui demande, puis il en attend les commandes de ses relais de sortie ; si en revanche J1 est fermé, le lecteur n’attend pas l’interrogation du PC pour lui transmettre les données lues et en outre il se limite à allumer la LED rouge chaque fois qu’un transpondeur passe près de la self L1 et qu’il est lu.
Paramétrez le DIP1 (figure 6) selon le code identifiant que vous voulez donner au lecteur (à chaque lecteur s’il y en a plusieurs, dans ce cas plusieurs codes distincts).
Préparez les câbles d’interconnexions avec des prises mâles RJ45 aux extrémités de chaque section de câble plat téléphonique à 8 fils, puis interconnectez l’unité d’interface avec le premier lecteur à l’aide d’un premier câble. S’il y en a d’autres, utilisez un deuxième câble et connectez-le à la seconde RJ45 du premier lecteur et à une des RJ45 du deuxième et ainsi de suite jusqu’à un maximum de 16…ce qui suppose déjà une belle petite PME !
Quant à l’alimentation, dans la prise PWR doit arriver une tension continue de 16 V au moins, supportant une consommation de 20 mA pour l’interface plus 100 mA par lecteur du système.
Par exemple si vous comptez en utiliser quatre, l’alimentation devra pouvoir débiter 20 + (4 x 100) = 420 mA.
Pour exécuter la liaison entre l’interface de communication et le PC, il est nécessaire d’utiliser un câble direct adapté (par exemple, un câble pour modem) à connecter au port sériel DB9 de l’interface d’un côté et du PC de l’autre.
Il ne vous reste alors qu’à installer sur l’ordinateur le logiciel de gestion : décompressez le programme d’installation fourni et placez les divers fichiers à l’interne du registre que vous choisirez. Le logiciel de gestion se lance par un double clic sur l’icône Transpondeur : si ce n’est pas le cas, vérifiez que tous les fichiers sont bien dans le même registre, celui où vous avez placé transponder.exe.

Conclusion et à suivre
Comme on l’a dit en commençant, la présentation et l’analyse du logiciel de gestion feront l’objet de la seconde partie de cet article : il ne nous reste qu’à vous souhaiter, en attendant, une lecture fructueuse et un bon montage des deux platines.

2ème partie : Le logiciel.

Un contrôle vocal pour tout commander dans la maison

2012-01-25T08:00:00.003Z

Cet appareil active ou désactive 8 dispositifs électriques par commandes vocales. Le circuit est capable de reconnaître jusqu’à 3 usagers différents grâce à la technique “Speaker Dependent” et il est équipé du module SENSORY VE-IC. La connexion aux systèmes externes se fait à travers 8 relais.

Dans beaucoup de films de science-fiction, les habitations recèlent des trésors d’automatismes domotiques qui nous ont fait rêver : elles le font désormais bien moins car, là encore, comme en de multiples domaines, la réalité a rejoint la fiction…quand elle ne l’a pas dépassée. Une maison intelligente (et c’est là la définition de la domotique, n’est-ce pas ?) reconnaît les ordres vocaux que les hôtes des lieux lancent à ses extensions et autres périphériques, elle est un véritable ordinateur habitable sans clavier ni souris : les inflexions des voix, propres à chaque usager, sont reconnues comme des données et suffisent !

Notre réalisation
Avec notre commande vocale domestique à 8 voies (attention à l’orthographe : commandant 8 fonctions de la maison par relais) reconnaissant jusqu’à 3 voix (organes vocaux humains), vous ferez comme Kirk et Spock parlant au vaisseau Enterprise dans Star Trek. Ou presque.
La technologie de reconnaissance vocale a fait, ces derniers temps, d’énormes progrès : en particulier, de nouvelles puces ont fait leur apparition sur le marché, nos lecteurs les plus fidèles les connaissent déjà. Le microcontrôleur VE-IC RSC-300 de SENSORY, en plus des fonctions habituelles remplies par les autres microcontrôleurs, est capable de reconnaître les voix.
Cet ar ticle vous propose de comprendre le fonctionnement et de construire un système de commande vocale domestique, basé sur le module VE-IC : vous pourrez l’utiliser, par exemple, pour la commande d’éclairage (allumage/extinction), du téléviseur, de la chaîne Hi-Fi, de la climatisation ou du four, du relevage ou de la descente des stores (pourvu qu’ils soient motorisés !), etc.
Les applications sont quasi sans limites, y compris dans le domaine professionnel, mais nous laissons cela à votre imagination et à vos besoins propres…que vous connaissez bien mieux que nous.

Figure 1 : Le module VOICE EXTREME IC.

Le cerveau de l’appareil est le circuit intégré SENSORY Voice Extreme IC, fourni monté sur un petit module à côté de la mémoire “flash” contenant le programme de notre commande vocale et les données utilisées par celle-ci. Le VE-IC est un microcontrôleur à 8 bits programmable en C, caractérisé par le fait qu’il est capable de remplir une fonction de reconnaissance de la parole. L’article considère le module comme une “boîte noire”, soit comme un bloc du schéma électrique correspondant à un connecteur à 34 broches.

Figure 2 : L’entraînement.
On l’a vu, le module VE-IC nécessite la mémorisation de certains modèles (“templates”) auxquels les signaux vocaux venant du microphone doivent être comparés. Le texte de l’article explique comment activer et comment se passe la procédure d’entraînement (“training”), mais ici nous voulons donner quelques règles de base pour obtenir le meilleur fonctionnement possible de l’appareil :
– La distance entre l’usager et le microphone peut être changée en modifiant les valeurs des composants R12/C14.
Effectuez les enregistrements en vous tenant à peu près à la même distance que celle qui sera pratiquée en fonctionnement réel de commande domestique. Parlez en outre en vous tournant vers le microphone : une voix réfléchie peut créer un modèle incorrect.
– Effectuer l’entraînement dans un silence absolu. Bien que le dispositif soit capable de reconnaître les paroles même avec un certain bruit de fond, la phase d’entraînement est la plus délicate et réaliser cet enregistrement avec du bruit de fond ne permet pas, ensuite, une identification plus sûre.
– Evitez l’interposition d’objets, pouvant altérer le signal vocal, entre l’usager et le microphone.
– Ne superposez pas les mots de reconnaissance avec ceux de la voix-guide, attendez environ 1 seconde après le Prompt de l’appareil pour parler. Le circuit reconnaît le silence et il ne le mémorise pas en modèle.
– N’utilisez pas de monosyllabes ou de bisyllabes, car cela pourrait créer une certaine difficulté dans la création des modèles vocaux par le circuit.

Le fonctionnement de la commande vocale
Entrons un peu plus dans la logique du système : le circuit possède 8 relais de sortie auxquels on peut relier tous les dispositifs électriques à commander que l’on veut. Les actions qu’il est possible d’appliquer à chacun d’eux sont l’activation, la désactivation ou le changement d’état. Chacune des trois actions est identifiée par la prononciation d’un mot : par exemple, “Allume”, “Eteins” et “Change”. Chaque relais est identifié par une commande vocale différente : par exemple (si l’on commande l’intérieur d’un appartement), “Lumière”, “Téléviseur”, “Chaîne stéréo”, “Climatiseur”, etc. (jusqu’à huit appareils). Le systèmes est de plus en mesure de reconnaître les commandes prononcées par un nombre maximum de 3 usagers : leur différentiation se fait par un mot identifiant : par exemple, “Ordinateur” ou “Système”.
Ainsi, par exemple, en prononçant à la suite l’un de l’autre les trois mots “Ordinateur, Allume, Lumière”, on peut obtenir l’allumage de l’éclairage de la maison. Autre exemple, avec la séquence “Ordinateur, Eteins, Chaîne stéréo”, on peut arrêter la chaîne stéréo, etc. Les mots constituant l’identifiant peuvent être différents d’un usager à l’autre : par exemple, le premier usager peut très bien prendre “Ordinateur” et un autre “Système”.
Les techniques de reconnaissance vocale sont du type Continuous Listening pour ce qui est de l’identifiant et du type Speaker Dependent pour les actions de commandes. Ce qui signifie que, lorsque le système est activé, le microcontrôleur est toujours en attente de la prononciation de l’identifiant et qu’en fonction de celui-ci il identifie l’usager. Quand l’interlocuteur a été reconnu, le système considère alors seulement les actions et les commandes correspondantes. Le microcontrôleur se met donc en attente du deuxième mot grâce auquel il identifie l’action à exécuter et enfin le troisième et dernier par lequel il “sait” à quel relais l’appliquer. Des “time out” (délais d’achèvement) sont prévus, permettant au microcontrôleur de se réinitialiser dans le cas où les mots suivants ne seraient pas prononcés.
Pour permettre au VE-IC de reconnaître les divers mots, il est nécessaire de procéder à un apprentissage ou entraînement de la part de chacun des (maximum) trois usagers : identifiant, actions et commandes sont échantillonnés et convertis par le microcontrôleur en modèles vocaux ou “templates”, ensuite utilisés pour effectuer les diverses comparaisons.
Chaque reconnaissance vocale est caractérisée par certains paramètres (introductibles par le biais du mode Configuration), permettant de spécifier le degré de sécurité : pour l’identifiant et les commandes, il est possible de spécifier une valeur entre 1 et 3, pour les actions en revanche, la plage va de 1 à 5. Des valeurs plus élevées permettent un contrôle plus sûr, mais exigent une prononciation plus proche des modèles mémorisés.
La platine comporte 6 touches (P1-Config, P2, P3, P4, P5-On/Off et P6-Reset) pouvant être utilisées pour enter dans le mode de configuration et, là, spécifier le degré de sécurité, ou bien au moyen de ces touches on peut entrer dans le mode d’entraînement ou apprentissage et ensuite mémoriser les modèles de comparaison correspondant aux trois usagers.
Pour entrer dans le mode de configuration, il est nécessaire de presser et de maintenir pressés “reset” et “config” : ensuite on relâche “reset” et on maintient appuyé “config” pendant quelques secondes après l’émission d’un bip. Alors, en relâchant “config”, on entre dans le mode Configuration.
En agissant sur les touches P2 à P4, on fait varier le degré de sécurité.
A chaque modification, la valeur courante est soulignée par une voixguide.
Quand on relâche “reset”, on revient en fonctionnement normal. En mode Entraînement, les trois touches P2 à P4, indiquent l’usager 1, 2 ou 3. Pour l’activer, il est nécessaire de maintenir pressées “reset” et la touche de l’usager pendant quelques secondes après l’émission d’un bip. Alors, une voix-guide demande à l’usager de prononcer le mot identifiant, les mots des actions et les mots des commandes. On a en plus la possibilité d’effacer de la mémoire les modèles correspondants aux usagers : en maintenant pressées “reset” et la touche de l’usager, puis en relâchant ensuite “reset” et, un instant après le bip, la touche d’usager, les modèles correspondants sont effacés. La dernière touche (P5-On/Off) est utilisée pour activer/désactiver la reconnaissance vocale.
L’interface de la commande vocale Voice Control est constituée d’une LED verte signalant la mise sous tension, une LED jaune indiquant qu’un mot a été reconnu, un microphone utilisé pour échantillonner le signal et enfin un haut-parleur utilisé par la voix-guide. Le volume du hautparleur peut être réglé par le trimmer R6 (on peut si l’on veut l’éteindre et ne se baser que sur la LED jaune).
Le gain du microphone aussi peut être réglé (en modifiant les valeurs de R12/C14) en fonction de la distance microphone/usager (figure 2).

Le schéma électrique de la commande vocale
Le coeur du circuit est le module VE-IC (puce U4) : il est en mesure de s’interfacer avec le microphone d’entrée (MIC), avec le haut-parleur de sortie (SPK), avec les 6 touches de configuration et avec la LED de signalisation (LD2). Le signal prélevé sur le microphone est amené à la broche Micln du microcontrôleur par l’intermédiaire d’un réseau RC, dont R12/C14 déterminent le gain. Le signal sonore de sortie en revanche est prélevé sur le bornier DACOut et est amplifié par l’étage U3, dont le gain peut être modifié en agissant sur le trimmer R6.
Le circuit est alimenté en 12 V continu, le circuit intégré régulateur U1 LM317 produit le +3 V alimentant le VE-IC et la puce U5. Le circuit intégré régulateur U2 7809 fournit en revanche le +9 V alimentant U3.
Analysons maintenant comment sont commandés les 8 relais de sortie : ils sont reliés, par l’intermédiaire des deux blocs U5 74HC595 et U6 ULN2803, aux ports P0.2 à P0.4 et P0.7 du module central. Le premier bloc, U5, est un “serial in/parallel out shift register” fournissant en parallèle sur les 8 sorties (P0 à P7, correspondant respectivement aux broches 15, 1 à 7) la valeur logique des 8 bits qui lui sont fournis, selon une transmission sérielle, sur l’entrée Data (broche 14). Le module VE-IC émet en mode sériel (en utilisant la ligne P0.2) la valeur des 8 bits. Ceux-ci sont reçus par le 74HC595 sur la broche Data et donc fournis en parallèle sur les 8 sorties P0 à P7. Les lignes P0.3, P0.4 et P0.7 du VE-IC (correspondant respectivement aux broches MC, Clock et LE de U5) sont utilisées comme “reset” du 74HC595, comme signal d’horloge pour la transmission et comme “storage register clock input”. Enfin, la broche 13 de U5 (active au niveau logique bas) indique au 74HC595 de maintenir toujours habilité l’output.
Les 8 sorties parallèles de U5 sont ensuite amplifiées par le circuit intégré U6, réalisant un “array” (tableau) de 8 transistors Darlington. Les sorties du 74HC595 travaillent à bas niveaux de tension, typiques des dispositifs logiques TTL. Pour commander les relais, on a besoin en revanche de plus hauts niveaux de tension/courant : ceux-ci sont justement fournis par le ULN2803.
Dernier point, LD2 est gérée par le VE-IC comme système de signalisation et LD1 est insérée directement sur l’alimentation et sert de témoin M/A.

Figure 3 : Schéma électrique de la commande vocale.

Liste des composants
R1 = 1,8 kΩ
R2 = 200 Ω 1%
R3 = 300 Ω 1%
R4 = 22 kΩ
R5 = 22 kΩ
R6 = 47 kΩ trimmer
R7 = 150 Ω
R8 = 56 Ω
R9 = 1 Ω
R10 = 1 Ω
R11 = 100 Ω
R12 = 1,8 kΩ
R13 = 4,7 kΩ
R14 = 820 Ω
R15 = 100 kΩ
C1 = 100 nF multicouche
C2 = 100 nF multicouche
C3 = 100 nF multicouche
C4 = 220 μF 25 V électro.
C5 = 220 μF 25 V électro.
C6 = 220 μF 25 V électro.
C7 = 100 nF multicouche
C8 = 100 μF 25 V électro.
C9 = 47 μF 25 V électro.
C10 = 220 pF céramique
C11 = 220 μF 25 V électro.
C12 = 100 nF multicouche
C13 = 220 μF 25 V électro.
C14 = 6,8 nF 100 V polyester
C15 = 10 μF 63 V électro.
C16 = 10 nF 100 V polyester
C17 = 100 nF multicouche
LD1 = LED verte 5 mm
LD2 = LED jaune 5 mm
D1 = 1N4007
U1 = LM317
U2 = 7809
U3 = TBA820M
U4 = Voice Extreme Module
U5 = 75HC595
U6 = ULN2803
T1 = BC547
RL1 = Relais miniature 12 V
RL2 = Relais miniature 12 V
RL3 = Relais miniature 12 V
RL4 = Relais miniature 12 V
RL5 = Relais miniature 12 V
RL6 = Relais miniature 12 V
RL7 = Relais miniature 12 V
RL8 = Relais miniature 12 V
MIC = Capsule microphonique
SPK = Haut-parleur 8 Ω 1 W

Divers :
1 support 2 x 4
1 support 2 x 8
1 support 2 x 9
1 prise d’alimentation
6 micro-interrupteurs
3 borniers 2 pôles
8 borniers 3 pôles
2 barrettes tulipes 17 pôles
1 circuit imprimé cod. S0487.

Nous vous rappelons que R12/C14 dépendent de la distance usager/MIC que l’on prévoit :
Moins de 0,25m (R12 = 1 kilΩ C14 = 10 nF)
De 0,25 à 1m (R12 = 1,8 kΩ C14 = 6,8 nF)
Plus de 1m (R12 = 2,7 kΩ C14 = 4,7 nF)

La réalisation pratique de la commande vocale
Une fois que l’on a réalisé le circuit imprimé par la méthode préconisée et décrite dans l'article : "Comment fabriquer vos circuits imprimés facilement ?" (la figure 4b en donne le dessin à l’échelle 1), ou qu’on se l’est procuré, on monte tous les composants dans un certain ordre en regardant fréquemment la figure 4a et la liste des composants.
Montez tout d’abord les 3 supports des circuits intégrés : vérifiez bien les soudures (ni court-circuit entre pistes et pastilles, ni soudure froide collée). Le module VE-IC est fourni avec 2 barrettes tulipes femelles à 17 pôles à utiliser pour connecter ses 34 broches au circuit : montez ces deux barrettes.
Montez ensuite toutes les résistances sans les intervertir et en distinguant bien les deux à 1% (elles sont différentes des 1/4 de W ordinaires à 5%), puis le trimmer R6 à plat. Montez tous les condensateurs en respectant bien la polarité des électrolytiques (la patte la plus longue est le +). Montez la diode D1, bague repère-détrompeur vers C4, puis la LED verte en respectant bien sa polarité (l’anode + est la patte la plus longue).
La LED jaune est montée sur bornier, n’oubliez pas non plus, le moment venu, d’en respecter la polarité.
Montez les deux régulateurs U1 et U2, debout, sans les confondre et semelle métallique tournée vers C3 pour U1 et C2 pour U2. Montez le transistor BC547 méplat repère-détrompeur orienté vers l’intérieur de la platine.
Montez les 6 poussoirs miniatures.
Montez les 8 borniers à 3 pôles pour les charges (OUT) et les 3 à 2 pôles pour la LED jaune (LD2), le microphone (MIC) et le haut-parleur (SPK). Montez la prise d’alimentation. Montez les 8 relais de commandes.
Installez maintenant dans les deux files de barrette tulipe femelle au pas de 2,54 mm le module VE-M par-dessus le circuit imprimé principal (voir figure 5). Enfoncez délicatement les 3 circuits intégrés restants dans leurs supports en orientant bien leur repère-détrompeur en U dans le sens indiqué par la figure 4a. Reliez par les borniers correspondants la LED jaune, le microphone (pour les deux, attention à la polarité) et le haut-parleur.
Quand tout est terminé et vérifié (soudures, composants), connectez l’alimentation continue 12 V et vérifiez que la LED verte s’allume. Si tout fonctionne correctement, la voix-guide devrait vous souhaiter la bienvenue par la phrase “Voice Control Activé” : il est alors possible de commencer la phase d’entraînement et de mémoriser les divers modèles.
Dernier conseil concernant la prononciation des différentes commandes : trois mots sont nécessaires (identifiant, action et commande), entre un mot et le suivant, il faut laisser au VE-IC quelques instants pour échantillonner le signal, construire le modèle vocal et le comparer ensuite avec ceux mémorisés. Le module vous indique, à travers la LED jaune de signalisation et le haut-parleur, que le mot a été correctement échantillonné et converti.

Figure 4a : Schéma d’implantation des composants de la commande vocale.

Figure 4b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé de la commande vocale.

Figure 5 : Photo d’un des prototypes de la platine de la commande vocale.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

2012-01-24T08:00:00.020Z

Dans cette dernière partie, nous allons vous apprendre à visualiser les courbes caractéristiques d’un FET et d’un MOSFET de petite puissance et à en déterminer le gain.

Nous terminons donc la description de l’utilisation du traceur de courbe avec, d’abord, le FET (“Field Effect Transistor”, transistor à effet de champ) puis avec le MOSFET.

Le FET et ses trois pattes D - S - G
Avant d’entrer dans les détails, précisons que le FET est représenté dans les schémas électriques par les symboles donnés figures 1 et 2. De même que les transistors se distinguent en NPN et PNP, les FET sont des “canal N” ou “canal P”. Le FET canal N (figure 1) a sa gate (flèche) tournée vers l’intérieur et le canal P (figure 2) vers l’extérieur.
Le drain du canal N est toujours alimenté par une tension positive, celui du canal P par une tension négative. À la différence du transistor, les pattes du FET sont indiquées D-G-S, soit Drain, Gate (porte), Source (voir figures 3 et 4).
Les canal N sont les plus répandus. À retenir :
- Drain : patte reliée à la tension positive d’alimentation pour les canal N et négative pour les canal P.
- Gate : patte recevant le signal à amplifier, reliée à la masse à travers une résistance de 47 kilohms à 1 mégohm.
- Source : patte reliée à la masse.

Figure 1 : Voici le symbole graphique d’un FET canal N (la flèche de gate est orientée vers l’intérieur).

Figure 2 : Voici le symbole graphique d’un FET canal P (la flèche de gate est orientée vers l’extérieur).

Les FET amplifient en tension
Si les transistors amplifient le signal appliqué sur leur base en courant, les FET amplifient le signal appliqué sur leur gate en tension. Donc, pour contrôler un transistor avec un traceur de courbe il fallait appliquer sur sa base une rampe de courant positif croissant (voir figure 5), pour contrôler un FET il faut appliquer sur sa gate une rampe de tension négative décroissante (voir figure 6).

Note : si nous appliquons aux transistors une rampe à huit marches, comme le premier tracé marqué 0 est en bas (voir figure 8), nous ne le prenons pas en considération et nous ne comptons que sept tracés. Pour les FET nous appliquons aussi une rampe à huit marches, mais comme elle est négative et que le premier tracé 0 est en haut (voir figure 9), nous devons le considérer et compter les huit tracés de haut en bas.

Figure 3 : Les pattes G-D-S, vues de dessous, d’un FET en boîtier plastique.
Étant donné que chaque FET a ses pattes disposées de manière différente, sur chaque schéma électrique vous devriez voir indiquée la disposition des pattes du FET utilisé.

Figure 4 : Les pattes G-D-S, vues de dessous, d’un FET en boîtier métallique.
Notez l’ergot métallique servant de repère-détrompeur. Pour ce type de FET aussi la disposition des pattes est variable.

Pour obtenir cette rampe négative, il faut seulement positionner l’inverseur TR-FET sur FET et l’inverseur PNP-NPN sur NPN (voir figure 11). Cette commutation transforme une rampe de courant de polarité positive en une rampe de tension de polarité négative.

Figure 5 : Pour tester les transistors, le traceur de courbe applique sur leur base une rampe de courant de polarité positive composée de huit marches d’escalier (0 compris).

Figure 6 : Pour tester les FET, le traceur de courbe applique sur la gate une rampe de tension de polarité négative composée de huit marches d’escalier (0 compris).

Courant de base et tension de gate
Sur la face avant du traceur de courbe se trouve S1 (voir figure 10 Courant base) servant à choisir le courant à appliquer sur la base d’un transistor, mais aucun commutateur ne permet de choisir la tension négative à appliquer sur la gate d’un FET.
Nous utiliserons donc S1 de Courant de base pour obtenir la tension à appliquer sur la gate du FET et le Tableau 1 donne la conversion de μA à V (voir figure 7).

Note : ce Tableau ne va pas au-delà de 200 μA (correspondant à une tension de gate de 2 V par tracé) car nous n’utiliserons jamais des tensions aussi élevées.

Figure 7 : Quand on teste les FET, le bouton de courant de base fournit en sortie les tensions indiquées dans la Tableau 1.

Figure 8 : Dans les transistors, le premier tracé Ib0 du courant de base est en bas et le dernier Ib7 en haut.

Figure 9 : Dans les FET, le premier tracé Vgs0 de la tension négative de gate est en haut et le dernier tracé Vgs7 en bas.

Figure 10 : Si l’on commute l’inverseur S3-A en position FET, le commutateur S1, en haut, fournit pour chaque position les V par carreau indiqués en jaune. En bas, vous voyez comment sont connectées les pattes G-D-S d’un FET aux douilles C-B-E du traceur de courbe.

Figure 11 : Pour tester les FET, les leviers des inverseurs sont à placer sur FET et NPN et les boutons de Courants de base et de collecteur comme on le voit sur le dessin de droite.

Commençons à tester un FET
Après avoir relié les sorties des BNC du traceur de courbe à l’oscilloscope, vous devez, comme auparavant, régler les commandes du traceur de courbe comme suit (voir figure 11) :

Inverseur TR-FET       sur FET
Inverseur NPN-PNP      sur NPN
Courant de base        sur 20 μA = 0,2 V
Courant de collecteur  sur 1 mA/div

et les boutons de l’oscilloscope comme le montre la figure 12 :

CH1 canal X (horizontal) 1,0 V/div
CH2 canal Y (vertical)   0,2 V/div

Le sélecteur de Courant de collecteur étant réglé sur 1 mA/div et le sélecteur CH2 du canal Y sur 0,2 V/div, le courant drain-source indiqué Ids et reporté à l’écran de l’oscilloscope sur les carreaux verticaux, prend les valeurs suivantes :
2-4-6-8-10-12-14-16 mA
Quand traceur de courbe et oscilloscope sont réglés, c’est le moment de relier le FET à tester. Si vous voulez tester le 2N5247, voyez figure 14 le brochage de ses pattes D-S-G vues de dessous, à relier aux douilles C-B-E du traceur de courbes :

- la patte D est reliée à la douille C
- la patte S est reliée à la douille E
- la patte G est reliée à la douille B

Si vous voulez tester d’autres types de FET, rappelez-vous que la disposition D-S-G des pattes change d’un type à l’autre, comme le montrent les figures 3 et 4. Quand les pattes du FET sont reliées aux douilles, dès la mise sous tension du traceur de courbe les huit tracés apparaissent à l’écran (voir figure 13) : elles sont tout à fait différentes de celles d’un transistor.

Figure 12 : Le bouton CH1 de l’entrée X est sur 1 V/div et celui de CH2 (Y) sur 0,2 V/div.

Figure 13 : Sur l’axe vertical Ids est reporté le courant de drain et sur l’axe horizontal la tension Vds drain-source. En face des huit tracés est indiquée la tension négative présente sur la gate.

Figure 14 : Les trois pattes D-G-S du FET 2N5247 vues de dessous.

Le premier tracé des FET part du haut
Souvenez-vous qu’en examinant un transistor nous obtenions huit tracés correspondant aux courants de base et que le premier du bas 0, qui correspondait à un courant de base de 0 μA, était éliminé des dessins.
Avec un FET tout change car le premier tracé, correspondant à une tension de gate de 0 V, se trouve en haut (voir figure 13).
Donc le premier tracé du haut est pour nous le Vgs0, puis suivent vers le bas les autres tracés Vgs1, Vgs2, Vgs3, Vgs4, Vgs5, Vgs6 et Vgs7 le dernier en bas.
Les FET ayant des spécifications moins connues que celles des transistors, nous les expliquons ci-dessous :
Vgs = signifie Volt, gate, source et indique la tension de polarisation appliquée sur la gate pour qu’elle conduise.
Vds = signifie Volt, drain, source et indique la tension appliquée entre drain et source.
Ids = signifie courant entre drain et source en mA.
Vcc = indique la tension utilisée pour alimenter le circuit.
Sur l’axe vertical du graphe de la figure 13 est reporté le Courant de drain, noté Ids et sur l’axe horizontal la Tension drain-source Vds.
Si nous mettons le bouton du Courant de base sur 20 μA, chaque tracé, de haut en bas, aura les tensions négatives suivantes (voir figure 13) :

1er tracé    0,0 volt
2e  tracé  – 0,2 volt
3°  tracé  – 0,4 volt
4°  tracé  – 0,6 volt
5°  tracé  – 0,8 volt
6°  tracé  – 1,0 volt
7°  tracé  – 1,2 volt
8°  tracé  – 1,4 volt

Si nous mettons le bouton CH2 canal Y de l’oscilloscope sur 0,2 V/div, le quadrillage de l’axe vertical correspond aux Courants de drain suivants :
2-4-6-8-10-12-14-16 mA
Si en testant un FET nous obtenons des courbes trop serrées, comme le montre la figure 15 et donc difficilement lisibles, nous pouvons les espacer en mettant le bouton CH2 canal Y sur 0,1 V/div, comme indiqué figure 16.
Dans ce cas les Courants de drain lus sur l’axe vertical seront :
1-2-3-4-5-6-7-8 mA
Si les tracés ne sont pas encore assez espacés, mettez le bouton CH2 canal Y sur 50 mV/div, voir figure 17. Dans ce cas les Courants de drain seront :
0,5-1,0-1,5-2,0-2,5-3,0-3,5-4,0 mA
On comprend que, pour espacer ou rapprocher les huit courbes il suffit d’agir sur le bouton CH2 canal Y.

Figure 15 : Bouton de courant de base sur 20 μA (ce qui correspond à une tension de gate de 0,2 V, voir figure 7) et le bouton CH2 de l’oscilloscope sur 0,2 V/div, les tracés à l’écran pourraient être très rapprochés. Pour les espacer, tournez le bouton CH2 sur une portée inférieure (voir figures 16 et 17).

Figure 16 : Bouton CH2 de l’oscilloscope sur 0,1 V/div, vous voyez les courbes s’espacer. Si elles sont encore trop rapprochées, passez sur une portée encore inférieure. Quand on change la portée du bouton CH2, on change aussi le courant Ids sur l’axe vertical. Comparez le courant de la figure 15 avec celui de la figure 16.

Figure 17 : Si l’on commute le bouton CH2 sur 50 mV/div, les tracés sont plus espacés. Si vous choisissez cette portée, le courant de drain sur l’axe vertical de gauche a une valeur de 0,5 mA par carreau et donc nous avons à la suite 0,5-1,0-1,5-2,0-2,5-3,0-3,5-4,0 mA.

Figure 18 : Sans tourner le bouton CH2 de l’oscilloscope, vous pouvez facilement voir comment varient les tracés en testant plusieurs FET différents. Si vous testez deux FET identiques, celui qui affiche le tracé le plus étendu vers le haut a un meilleur gain.

Figure 19 : Pour calculer le gain d’un FET on se sert de la formule gain = [(R2 – R3) x Yfs] : 1 000.

Figure 20 : La valeur de la tension négative de gate correspond à la valeur de la tension positive présente sur R3.

Figure 21 : Les MOSFET ont une double gate G1 et G2. Si l’on utilise le traceur de courbe on peut facilement contrôler si un MOSFET fonctionne et quel est son gain.

Figure 22 : Pour contrôler un MOSFET relier ensemble les deux gates G1 et G2 et les appliquer sur la douille B du traceur de courbe.

Figure 23 : Les inverseurs de la figure 11 étant réglés sur FET et NPN, tournez le bouton de Courant de base vers 5 μA, ce qui correspond à une tension de 0,05 V par carreau (voir figure 7).

Figure 24 : Pour tester un MOSFET, le bouton CH1 de l’oscilloscope est sur 1 V/div et le bouton CH2 sur 50 mV/div.

Figure 25 : Comme pour les FET, vous voyez apparaître à l’écran les huit tracés. S’ils sont trop rapprochés, déplacez CH2 vers 20 mV/div.

La différence entre deux FET
Vous allez maintenant pouvoir comparer les tracés de différents FET. Laissez dans la même position le bouton de l’oscilloscope et celui du traceur de courbe et insérez successivement dans les douilles différents types de FET : celui dont les courbes s’étendent le plus vers le haut aura le gain le plus grand, comme le montre la figure18.

Note : Il est impropre pour un FET de parler de gain car, à la différence d’un transistor, nous n’avons pas un rapport numérique entre le courant de collecteur et le courant de base, toutefois nous utilisons ce terme par analogie.

En effet, le gain d’un FET se calcule avec la formule :
gain = [(R2 – R3) x Yfs] : 1 000

La valeur de Yfs, soit la valeur de la transconductance en millisiemens, ne peut être trouvée que si l’on dispose d’un “databook” comportant les caractéristiques du FET.
Cette Yfs varie de 3 à 6 millisiemens et donc si nous considérons le circuit amplificateur de la figure 19 avec :

R2 = 5,6 k
R3 = 1,8 k

nous pouvons affirmer que cet étage amplifie de :
[(5 600 – 1 800) x 3] : 1 000 = 11 fois
et non de :
[(5 600 – 1 800) x 6] : 1 000 = 22,8 fois
Pour calculer la valeur des résistances R1-R2-R3 d’un FET, voir la Leçon du Cours consacrée aux FET.

Si nous inversons drain et source
Si vous testez des FET différents, vous en trouverez pour lesquels, en inversant les pattes drain et source, les deux traces seront identiques et donc vous ne pourrez pas déterminer quelle patte est la source et laquelle est le drain.
Si vous montez ces FET bidirectionnels dans un circuit, il est possible d’intervertir drain et source : le fonctionnement sera, dans les deux cas, identique.
Donc un traceur de courbe permet de distinguer un FET normal d’un FET bidirectionnel.

La tension négative de gate
Si nous mesurons la tension négative de gate avec un multimètre, nous ne trouverons aucune tension, car l’impédance d’entrée est très élevée : la solution la plus simple pour déterminer cette tension de gate est de mesurer la tension aux extrémités de R3, reliée entre source et masse, comme le montre la figure 20.

Pour tester les MOSFET
Nous pouvons également tester les petits amplificateurs nommés MOSFET, avec le traceur de courbe.
Ils sont similaires à des FET, à la différence près qu’ils ont une double gate (voir figure 21 qui montre aussi leurs brochages) :

Gate 1 (en bas)
Gate 2 (en haut)

Le traceur de courbe permet de vérifier si le MOSFET fonctionne et, si nous en testons deux différents, d’établir, par l’extension des tracés, lequel a le plus grand gain.
Pour tester ces MOSFET, il faut nécessairement relier ensemble les deux gates G1 et G2, comme le montre la figure 22 et régler les commandes du traceur de courbe, comme le montre la figure 23 :

Inverseur TR-FET       sur FET
Inverseur NPN/PNP      sur NPN
Courant de base        sur 5 μA
Courant de collecteur  sur 1 mA/div

et les commandes de l’oscilloscope, comme le montre la figure 24 :

CH1 canal X (horizontal) 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) 50 mV/div

Le bouton du Courant de collecteur étant sur 1 mA/div et celui de CH2 sur 50 mV/div, le courant drain-source Ids donné par le quadrillage vertical prend les valeurs suivantes :
0,5-1,0-1,5-2,0-2,5-3,0-3,5-4,0 mA
Une fois le traceur de courbe réglé, nous devons relier aux douilles C-B-E le MOSFET comme suit (voir figure 22) :

- la patte D        à la douille C
- la patte S        à la douille E
- les pattes G1-G2  à la douille B

En mettant le traceur de courbe sous tension, nous voyons apparaître huit tracés analogues à ceux visibles figure 25.

Conclusion
Avec cette sixième partie nous terminons ce bref mais, nous l’espérons, utile et exhaustif traité d’utilisation du traceur de courbe.

1ère partie : L’analyse théorique.
2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.

2012-01-23T08:00:00.012Z

Après vous avoir appris, dans les parties précédentes, comment faire apparaître les courbes caractéristiques d’un transistor à l’écran d’un oscilloscope, nous vous expliquons ici comment visualiser celles d’un triac et d’un thyristor et comment procéder pour déterminer la sensibilité de leur gâchette.

Nous allons examiner cette fois deux semi-conducteurs : les thyristors (figure 1) et les triacs (figure 9), utilisés depuis longtemps dans diverses applications électroniques comme les “timers” (temporisateurs), lumières psychédéliques, variateurs de lumière, etc. Nous allons vous apprendre à les tester.

Les thyristors
La figure 1 donne sa représentation symbolique dans les schémas électriques : ses formes possibles de boîtiers rappellent celles des transistors de faible, moyenne et forte puissances. Le symbole montre que le thyristor est une diode à laquelle on a associé une troisième sortie, la gâchette. Les trois sorties A, K et G sont ainsi reliées :

A = Anode ..................... à relier à la charge
K = Cathode ................... à relier à la masse
G = Gâchette .................. broche d’excitation.

Les thyristors peuvent être alimentés avec une tension continue ou bien avec une tension alternative. Pour produire la conduction entre l’anode et la cathode il suffit d’appliquer une tension de polarité positive sur la gâchette. Tant que la tension fournie à la gâchette ne donne pas un courant suffisant pour l’exciter, le thyristor ne conduit pas : ce courant d’excitation est indiqué dans les tables de caractéristiques comme courant de “trigger” (déclenchement). Vous le constaterez en testant divers types de thyristors, ceux qui sont très sensibles s’excitent avec de faibles courants de gâchette et ceux qui sont moins sensibles avec des courants plus élevés.
Au moyen du traceur de courbe, il n’est pas possible de savoir le courant maximal de travail ni la tension maximale applicable à l’A et la K d’un thyristor : ces paramètres sont donnés par les manuels de caractéristiques.
Quand on applique une tension d’excitation à la gâchette d’un thyristor inséré dans un circuit alimenté avec une tension continue, si on coupe la tension après le déclenchement de la conduction, la conduction se poursuit.
Si par contre le thyristor est inséré dans un circuit alimenté par une tension alternative, il se relaxe automatiquement chaque fois que la sinusoïde de la tension alternative passe par zéro, soit quand elle change de polarité.

Figure 1 : Les thyristors sont schématisés dans un circuit comme on le voit sur le dessin de gauche. Les dessins du haut et de droite montrent le brochage des principaux boîtiers de thyristors.

Pour tester un thyristor
Pour tester un thyristor de toute forme et de toute marque, il faut d’abord régler les commandes du traceur de courbe (voir figures 2 et 3) comme suit :

Inverseur TR/FET sur TR
Inverseur PNP/NPN sur NPN
Courant de base sur 100 μA
Courant de collecteur sur 100 mA/div

et les commandes d’entrée de l’oscilloscope comme le montre la figure 4, soit :
CH1 canal X (horizontal) 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) 0,5 V/div
Ces deux commandes ne seront plus modifiées. La sortie axe Y du traceur de courbe est reliée à l’entrée Y de l’oscilloscope et la sortie X à l’entrée X comme le montre la figure 5.
Quand le traceur de courbe et l’oscilloscope sont réglés, il faut relier les broches A et K au traceur de courbe : A va à la douille C (collecteur) du traceur de courbe, K va à la douille E (émetteur). Comme nous n’avons pas relié G (gâchette) à la douille B (base), aucun tracé n’apparaît à l’écran : si un tracé vertical apparaît tout de même, sans que G ne soit excitée, c’est que le thyristor est en court-circuit. Mais cela arrive rarement.
Relions G à la douille B : très probablement aucun tracé n’apparaît encore, il faut pour cela tourner le bouton Courant de base (déterminant le courant à appliquer à la gâchette).
Étant donné que nous sommes partis d’un courant de gâchette de 100 μA, ce qui est plutôt faible pour un thyristor, nous pouvons monter ce courant à 2 à 500 μA et continuer vers 1 - 5 - 10 mA jusqu’à voir apparaître à l’écran un tracé vertical comme le montre la figure 7, lequel indique que le courant de gâchette a fait conduire le thyristor. Ce tracé vertical très pentu atteint une hauteur de six carreaux pour tout type de thyristor. Il existe des thyristors s’excitant avec un courant de gâchette de quelques mA, car ils sont très sensibles et d’autres réclamant un courant de 10 ou 20 mA, car ils sont peu sensibles (voir figure 8).
Une fois entré en conduction, le thyristor se comporte comme une simple diode, laissant passer le courant dans un seul sens, de l’A (+) vers la K (–). En effet, si nous inversons la polarité de la tension en déplaçant l’inverseur sur PNP, le thyristor ne conduit plus et le tracé vertical disparaît.
De même en déplaçant l’autre inverseur sur FET, le thyristor ne peut être excité car il faut appliquer sur la G une tension positive.

Figure 2 : Pour tester n’importe quel type de thyristor ou de triac, vous devez placer l’inverseur de gauche sur TR et celui de droite sur NPN.

Figure 3 : Pour tester n’importe quel thyristor ou triac, vous devez placer le bouton Courant de base sur 100 μA et celui de Courant de collecteur sur 100 mA/div.

Figure 4 : Le bouton CH1 de l’oscilloscope doit être sur 1 V/div et le CH2 sur 0,5 V/div. Et cela vaut pour les thyristors comme pour les triacs.

Figure 5 : Les broches des thyristors et des triacs sont reliées au traceur de courbe ainsi :
Thyristors Triacs
A = sur C A2 = sur C
K = sur E A1 = sur E
G = sur B G = sur B

Figure 6 : Pour déterminer avec le traceur de courbe la sensibilité de gâchette d’un thyristor ou d’un triac, après avoir relié leurs broches comme le montre la figure 5, commencez en plaçant le bouton Courant de base sur 100 μA puis passez aux valeurs supérieures jusqu’à ce qu’apparaisse un tracé vertical à pente très raide. Les boutons CH1 et CH2 de l’oscilloscope doivent rester dans la position de la figure 4.

Figure 7 : La figure 6 vous conseillait de partir d’un courant de base de 100 μA car vous pouvez avoir à tester de minuscules thyristors ou triacs très sensibles. Pour des composants de sensibilité moyenne, on partira de 100 μA pour grimper progressivement jusqu’à 500 μA voire 1 mA. Les thyristors et triacs pouvant être excités par des courants inférieurs à 1 mA peuvent être considérés comme très sensibles.

Figure 8 : En testant les divers thyristors et triacs, vous vous apercevrez que les plus sensibles d’entre eux s’excitent quand on applique sur leur gâchette des courants de l’ordre du mA. Si vous voulez tester avec le traceur de courbe un composant dont vous ignorez s’il s’agit d’un thyristor ou d’un triac, essayez de mettre l’inverseur de la figure 2 sur PNP : si le même tracé apparaît, c’est un triac.

Le triac
Le triac (“TRiode Alternate Current”) est représenté dans les schémas électriques par le symbole de la figure 9 : deux thyristors en opposition de polarité, le boîtier étant comparable à celui d’un thyristor.
Les trois broches sont A1, A2 et G :

A1 = anode de la première diode à relier à la masse
A2 = anode de la deuxième diode à relier à la charge
 G = gâchette d’excitation.

Les triacs peuvent être alimentés indifféremment par une tension continue ou par une alternative. Pour faire conduire l’A1 et l’A2, il suffit d’appliquer à la G une tension positive ou négative ou bien alternative. Tant que la tension arrivant sur la gâchette n’atteint pas un niveau suffisant pour l’exciter, le triac ne conduit pas.
Si nous insérons un triac dans un circuit alimenté sous une tension continue, quand le déclenchement a eu lieu le triac continue de conduire même si l’on coupe la tension d’excitation de sa gâchette. Si par contre il est inséré dans un circuit alimenté en alternatif, il se relaxe automatiquement chaque fois que la sinusoïde de la tension alternative passe par zéro, soit à chaque changement de polarité.
Si vous désirez en savoir davantage sur les thyristors et les triacs, revoyez le Cours.

Pour tester un triac
Pour tester un triac de toute forme et de toute marque, il faut d’abord régler les commandes du traceur de courbe (voir figures 2 et 3) comme suit :

Inverseur TR/FET sur TR
Inverseur PNP/NPN sur NPN
Courant de base sur 100 μA
Courant de collecteur sur 100 mA/div

et les commandes d’entrée de l’oscilloscope comme le montre la figure 4, soit :

CH1 canal X (horizontal) 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) 0,5 V/div

Ces deux commandes ne seront plus modifiées.
Quand le traceur de courbe et l’oscilloscope sont réglés, il faut relier les broches A1 et A2 au traceur de courbe : A1 va à la douille E (émetteur) du traceur de courbe, A2 va à la douille C (collecteur).

Note : A1 et A2 peuvent être inversés car ce composant fonctionne aussi en alternatif.

Comme nous n’avons pas relié G (gâchette) à la douille B (base), aucun tracé n’apparaît à l’écran car le triac n’est pas excité : si un tracé vertical apparaît tout de même, sans que G ne soit excitée, c’est que le triac est en court-circuit.
Mais cela arrive rarement. Relions G à la douille B : très probablement aucun tracé n’apparaît encore, il faut pour cela tourner le bouton Courant de base (déterminant le courant à appliquer à la gâchette) de 100 μA (voir figure 6) à 2 à 500 μA et continuer vers 1 - 5 mA ou plus jusqu’à voir apparaître à l’écran un tracé vertical comme le montre la figure 7, lequel indique que le courant de gâchette a fait conduire le triac.
Ce tracé vertical très pentu atteint une hauteur de six carreaux environ pour tout type de triac. Comme pour les thyristors, il existe des triacs s’excitant avec un courant de gâchette de quelques mA et d’autres réclamant un courant de 10 ou 20 mA (voir figure 8).
Si vous inversez la polarité de la tension en plaçant l’inverseur sur PNP, le triac reste en conduction (tracé vertical à l’écran). Si vous placez l’autre inverseur sur FET, le triac s’excite de la même manière car sa gâchette accepte aussi bien une tension positive qu’une négative.

Distinguer un thyristor d’un triac
Comme les formes des boîtiers du thyristor sont les mêmes que celles du triac, comment les distinguer ? Il suffit de relier le composant énigmatique au traceur de courbe et de régler ce dernier comme s’il s’agissait d’un thyristor. Augmentez le courant de base jusqu’à la conduction puis déplacez l’inverseur NPN/PNP.
Si en plaçant cet inverseur sur PNP le tracé vertical disparaît, c’est que le composant est un thyristor, si elle demeure, c’est un triac.

Figure 9 : Les triacs sont schématisés dans un circuit comme on le voit sur le dessin de gauche. Les dessins du haut et de droite montrent le brochage des principaux boîtiers de triacs.

À suivre
Vous avez compris que le traceur de courbe permet de contrôler tout type de semiconducteur. Avec un peu d’esprit de recherche vous essaierez de connecter ceux que vous possédez aux douilles d’entrée. Dans la partie suivante (la sixième) nous verrons comment tester les FET.

1ère partie : L’analyse théorique.
2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 4ème partie : La droite de charge dans les transistors.

2012-01-22T08:00:00.013Z

L’appareil de mesure présenté précédemment permet de visualiser à l’écran de tout oscilloscope les courbes caractéristiques des transistors NPN ou PNP, des FET et même des thyristors et triacs. La quatrième partie va vous apprendre à tracer la droite de charge servant à trouver le point de repos du transistor et à savoir ce qui arrive quand on applique à l’entrée un signal dépassant l’amplitude maximale autorisée.

Nous continuons la description du traceur de courbe en sachant déjà comment calculer les valeurs des résistances à utiliser dans un étage amplificateur et le moment est venu de vous expliquer comment on peut trouver le point de repos et tracer la droite de charge à partir des sept courbes.
Le point de repos est la position dans laquelle le transistor se trouve quand il est polarisé comme il convient par ses quatre résistances (voir figure 1) et quand aucun signal n’est appliqué sur son entrée.
Si vous voulez savoir à l’aide de quels éléments calculer ce point de repos, voici un résumé de la marche à suivre :
1 - Il est tout d’abord nécessaire de trouver les sept courbes du transistor comme les parties précédentes vous ont appris à le faire.
2 - Les sept courbes étant obtenues, choisissez une tension de collecteur égale à la moitié de la Vcc et, comme nous avons choisi une Vcc de 10 V dans l’exemple de la figure 2, la moitié fait 5 V.
3 - Sur la ligne horizontale de la Vcc, allez chercher le cinquième carreau correspondant à 5 V (voir figure 2) et, de ce point, traçons une ligne verticale jusqu’à ce qu’elle coupe la quatrième courbe, ce qui détermine un point de concours.
4 - De ce point, tracez une ligne horizontale vers la gauche allant couper la ligne verticale du courant de collecteur sur une valeur qui, dans l’exemple de la figure 2, correspond à 1,4 mA.
5 - Connaissant le courant de collecteur, égal à 1,4 mA, vous pouvez trouver la valeur des résistances R3 + R4 avec la formule :
ohm R3 + R4 = (Vcc : 2) : mA x 1 000
vous obtenez donc une valeur de :
R3 + R4 = (10 : 2) : 1,4 x 1 000 = 3 571 ohms
6 - Dans la partie précédente, nous avons décidé de prendre pour R3 3,3 kilohms et pour R4 150 ohms (voir figure 1), même si en additionnant les deux valeurs nous obtenons un total de 3,450 kilohms au lieu de 3,571 kilohms et ce parce qu’il est nécessaire de choisir des valeurs normalisées.
7 - Vous devez maintenant calculer le courant maximum que le collecteur peut consommer avec une R3 de 3,3 kilohms et une R4 de 150 ohms, grâce à cette formule simple :
mA collecteur = Vcc : (R3 + R4) x 1 000
ce qui fait avec notre exemple :
10 : (3 300 + 150) x 1 000 = 2,898 mA arrondis à 2,9 mA
8 - Vous pouvez alors rechercher sur la ligne horizontale de la tension de collecteur la valeur Vcc correspondant à 10 V.
En partant de ce point, tracez une diagonale passant par le point de repos précédemment choisi, correspondant à une tension de collecteur de 5 V et à un courant de collecteur de 1,4 mA.
Prolongez cette diagonale jusqu’à ce qu’elle coupe la ligne verticale de courant de collecteur (voir figure 2), précisément en correspondance avec les 2,9 mA précédemment calculés.
9 - Cette diagonale, nommée droite de charge, vous permet d’évaluer la variation du courant et de la tension de collecteur en fonction de l’amplitude du signal appliqué sur la base du transistor.
Comme le montre la figure 2, de cette droite de charge, vous pouvez déduire que, lorsque sur la base du transistor aucun signal n’est appliqué, le collecteur consomme un courant de 1,4 mA, correspondant au courant de repos.

Si l’on applique un signal sur la base
Ayant déjà calculé les résistances du circuit de polarisation selon la règle :
V collecteur = Vcc : 2
nous pouvons affirmer que, le transistor étant alimenté avec une tension de 10 V, sur le collecteur se trouve une tension de 10 : 2 = 5 V.
Voyons maintenant quelles variations de tension on trouve sur le collecteur du transistor quand sur la base un signal, évidemment sinusoïdal, est appliqué.
En appliquant ce signal sinusoïdal sur la base, nous modifions automatiquement le courant de polarisation, lequel augmente ou diminue en fonction de l’amplitude du signal, ainsi que la tension de collecteur par conséquent.
Ainsi, quand arrive la demi-onde positive du signal sinusoïdal sur l’entrée du transistor, le courant de base qui, en position de repos, est de l’ordre de 4 μA, augmente vers 6 μA et, par conséquent, le courant de collecteur augmente de 1,4 mA vers 2,2 mA.
Comme le courant de collecteur augmente, la tension aux extrémités de R3, en série avec le collecteur, augmente automatiquement et la tension de collecteur diminue par conséquent.
En effet, si nous regardons le tracé de couleur rouge sur la figure 3, nous voyons que les 5 V de la tension de repos diminuent vers 2,5 V.
Quand arrive la demi-onde négative du signal sinusoïdal sur l’entrée du transistor, le courant de base qui, en position de repos, est de l’ordre de 4 μA, diminue automatiquement vers 2 μA et, par conséquent, le courant de collecteur diminue de 1,4 mA à environ 0,7 mA.
Comme le courant de collecteur diminue, la tension aux extrémités de R3, en série avec le collecteur, diminue automatiquement et la tension de collecteur augmente par conséquent.
En effet, si nous regardons le tracé de couleur rouge sur la figure 3, nous voyons que les 5 V de la tension de repos augmentent jusqu’à 7,5 V.
Comme vous le voyez, le signal sinusoïdal appliqué sur la base du transistor sort du collecteur amplifié, mais déphasé de 180°.
La polarité du signal est donc inversée et par conséquent les demi-ondes positives deviennent demi-ondes négatives.

Figure 1 : Schéma électrique du préamplificateur pris comme exemple pour calculer les valeurs des résistances de polarisation en utilisant une tension Vcc de 10 V.
Les électrolytiques C1 et C2 empêchent la tension présente sur la base et sur le collecteur de se décharger à la masse.
R1 = 220 kΩ
R2 = 22 kΩ
R3 = 3,3 kΩ
R4 = 150 Ω
C1 = 10 μF électrolytique
C2 = 10 μF électrolytique
TR1 = NPN

Figure 2 : Pour trouver le point de repos d’un transistor, tracez sa droite de charge puis, sur la valeur Vcc : 2, tracez une ligne verticale jusqu’à ce qu’elle coupe la quatrième trace. En traçant à partir de ce point une ligne horizontale vers la gauche, vous pouvez déterminer le courant de collecteur.

Figure 3 : Si on applique sur la base un signal sinusoïdal (la sinusoïde bleue à droite), on note que son courant augmente en correspondance de la demi-onde positive et diminue en face de la demi-onde négative.
De ce fait, la tension de collecteur diminue de 5 V, tension de repos, à 2,5 V en présence de la demi-onde positive et augmente à 7,5 V en présence de la demionde négative.

Figure 4 : Si le point de repos se déplaçait de 5 V, tension requise, à 3,8 V, à cause de la tolérance des résistances de polarisation, la seule différence perceptible serait la variation de la tension de collecteur qui diminuerait à 1,3 V en présence de la demi-onde positive et augmenterait à 6,3 V en présence de la demi-onde négative. Comme vous le voyez, le signal amplifié n’est pas distordu.

Figure 5 : Si le point de repos se déplaçait de 5 V, tension requise à 6,25 V, toujours à cause de la tolérance des résistances de polarisation, la seule différence perceptible serait la variation de la tension de collecteur qui diminuerait à 3,75 V en présence de la demie onde positive et augmenterait à 8,75 V en présence de la demie onde négative. Ici aussi, le signal amplifié est impeccable.

Figure 6 : Si on applique sur la base d’un transistor un signal sinusoïdal (la sinusoïde bleue à droite) dont l’amplitude dépasse la valeur maximale autorisée, on note que les extrémités sortent de la droite de charge et par conséquent le signal amplifié sort du collecteur écrêté aux deux extrémités. Pour résoudre ce problème, vous devez seulement atténuer l’amplitude du signal BF ou calculer l’étage pour un gain plus faible.

Figure 7 : Si on applique sur la base d’un transistor ayant le point de repos déplacé sur 3,8 V, comme le montre la figure 4, un signal sinusoïdal (la sinusoïde bleue à droite) dont l’amplitude dépasse la valeur maximale autorisée, le signal amplifié sort du collecteur écrêté seulement sur les demi-ondes négatives. Pour résoudre ce problème, vous devez recalculer le gain du transistor pour une valeur plus faible.

Figure 8 : Si on applique sur la base d’un transistor ayant le point de repos déplacé sur 6,25 V, comme le montre la figure 5, un signal sinusoïdal (la sinusoïde bleue à droite) dont l’amplitude dépasse la valeur maximale autorisée, le signal amplifié sort du collecteur écrêté seulement sur les demi-ondes positives. Pour résoudre ce problème, vous devez, là encore, recalculer le gain du transistor pour une valeur plus faible.

Le point de repos du transistor
On peut lire partout que le point de repos d’un transistor doit se trouver, pour un amplificateur classe A, toujours à la moitié de la tension Vcc.
Donc, si nous alimentons un transistor avec une Vcc de 10 V, nous devons le polariser de façon à détecter entre le collecteur et la masse une tension égale à :
10 : 2 = 5 V
Si nous alimentons le même transistor avec une Vcc de 12 V, nous devons le polariser de façon à détecter entre le collecteur et la masse une tension égale à :
12 : 2 = 6 V
Si nous alimentons le transistor avec une Vcc supérieure, 18 V par exemple, nous devons le polariser de façon à détecter entre le collecteur et la masse une tension égale à :
18 : 2 = 9 V
Pour être un peu pinailleur, disons que la tension de collecteur devrait être calculée avec la formule :
(Vcc : 2) + VR4
car la moitié de Vcc devrait toujours être détectée entre collecteur et émetteur, mais on dédaigne généralement cette précision en laissant tomber le tension VR4 pour faire plus simple. En effet, quand on fait les calculs pour trouver les valeurs de R1, R2, R3 et R4, on obtient toujours des valeurs ohmiques ne correspondant pas aux valeurs normalisées du commerce.
Si nos calculs nous donnent une valeur de 9,350 kilohms, non normalisée, nous devons choisir la valeur normalisée immédiatement inférieure de 8,2 kilohms ou immédiatement supérieure de 10 kilohms.
Si en revanche nos calculs nous donnent une valeur de 13,853 kilohms, non normalisée, nous devons choisir la valeur normalisée immédiatement inférieure de 10 kilohms ou immédiatement supérieure de 15 kilohms.
Ce choix pourrait poser des problèmes à un débutant, indécis sur la valeur la plus appropriée à prendre pour concevoir son étage préamplificateur.
Mais, nous pouvons lui assurer qu’en utilisant des valeurs normalisées inférieures ou supérieures à celles calculées, aucune conséquence regrettable ne s’ensuivra : ce que nous allons démontrer dans les paragraphes qui vont suivre.

Le point de repos déplacé
En utilisant des valeurs normalisées de résistances, toujours différentes des valeurs calculées, dans un circuit de polarisation, nous provoquons inévitablement un déplacement du point de repos du transistor. Toutefois, même si nous ne parvenons jamais à nous positionner exactement sur la valeur Vcc : 2, cela n’est en aucune façon un problème, à condition que nous ayons respecté, au cours de la conception, un critère bien précis.
Souvenez-vous (article précédent), quand nous avons calculé les résistances du circuit de polarisation du transistor, nous avons recommandé de ne pas exagérer la valeur du gain en tension du circuit. En effet, bien que nous disposions d’un transistor à hFE plutôt élevé (plusieurs centaines), nous avions volontairement dimensionné R3 et R4 de façon à limiter le gain en tension à seulement 22.
Cette précaution nous permet de garder toujours une marge de sécurité plus que suffisante pour que le signal sorte du collecteur sans aucune distorsion.

Le point de repos déplacé vers le bas
Précisons que nous considérons le point de repos déplacé vers le bas quand la tension de collecteur diminue. Si, comme le montre la figure 4, le point de repos, au lieu de tomber pile sur 5 V (valeur correspondant à un exemple de Vcc de 10 V), tombe sur 3,8 V, nous ne détecterons que les variations suivantes :
1 - Le courant de base augmente de 4 à 5 μA et par conséquent le courant de collecteur aussi passe de 1,4 à 1,8 mA.
2 - Si nous appliquons sur la base un signal sinusoïdal, automatiquement nous modifions le courant de polarisation, lequel augmente jusqu’à 7 μA environ pour les demi-ondes positives et diminue jusqu’à 3 μA environ pour les demi-ondes négatives.
3 - Le courant de base du transistor variant, la tension de collecteur varie aussi automatiquement et donc, si nous regardons le tracé bleu, figure 4, nous voyons qu’en l’absence de signal sur le collecteur nous obtenons une tension de 3,8 V, laquelle tombe à environ 1,3 V en présence des demi-ondes positives et monte à environ 6,3 V en présence des demi-ondes négatives.

Le point de repos déplacé vers le haut
Précisons que nous considérons le point de repos déplacé vers le haut quand la tension de collecteur augmente.
Si, comme le montre la figure 5, le point de repos, au lieu de tomber pile sur 5 V (valeur correspondant à un exemple de Vcc de 10 V), tombe sur 6,25 V, nous ne détecterons que les variations suivantes :
1 - Le courant de base diminue de 4 à 3 μA et par conséquent le courant de collecteur aussi passe de 1,4 à 1,05 mA.
2 - Si nous appliquons sur la base un signal sinusoïdal, automatiquement nous modifions le courant de polarisation, lequel augmente jusqu’à 5 μA environ pour les demi-ondes positives et diminue jusqu’à 1 μA environ pour les demi-ondes négatives.
3 - Le courant de base du transistor variant, la tension de collecteur varie aussi automatiquement et donc, si nous regardons le tracé bleu, figure 5, nous voyons qu’en l’absence de signal sur le collecteur nous obtenons une tension de 6,25 V, laquelle tombe à environ 3,75 V en présence des demi-ondes positives et monte à environ 8,75 V en présence des demi-ondes négatives.

Le signal à appliquer sur la base
Comme nous l’avons démontré avec les exemples des figures 4 et 5, même si le point de repos de déplace vers le haut ou vers le bas, le signal amplifié ne subit aucune distorsion, à condition que le signal que nous appliquons sur la base reste dans la fourchette des valeurs calculées. Pour déterminer la valeur maximale du signal d’entrée, nous utilisons la formule :
Max signal entrée = (Vcc x 0,8) : gain

Note : nous avons écrit (Vcc x 0,8) parce qu’ainsi le signal de sortie ne subit aucune distorsion.

Étant donné que dans notre exemple nous avons une Vcc de 10 V et que nous faisons amplifier 22 fois l’étage amplificateur de la figure 2 (nous vous avons expliqué déjà que le gain se calcule = R3 : R4), le signal maximum que nous pouvons appliquer sur la base du transistor ne doit pas dépasser :
(10 x 0,8) : 22 = 0,36 Vpp
Si nous appliquons à l’entrée un signal dépassant cette limite maximale, la sinusoïde que nous prélèverons en sortie sera écrêtée en correspondance des deux demies ondes, comme le montre la figure 6. Si, en revanche, le point de repos est déplacé beaucoup vers le bas, les demi-ondes négatives seront écrêtées, comme le montre la figure 7, alors que s’il est déplacé beaucoup vers le haut, les demi-ondes positives seront écrêtées, comme le montre la figure 8.

Si le signal d’entrée est trop fort
Si nous obtenons à la sortie du transistor des sinusoïdes écrêtées, cela signifie que le signal que nous appliquons sur la base du transistor amplificateur dépasse la valeur maximale autorisée. Pour résoudre ce problème, nous pouvons réduire l’amplitude du signal d’entrée au moyen d’un trimmer, ou bien recalculer le gain du transistor.
Supposons un signal d’amplitude 0,7 V appliqué à l’entrée d’un étage de gain 22, nous prélèverons en sortie un signal devant atteindre :
0,7 x 22 = 15,4 V
Or cela n’arrivera pas car, si le signal dépasse la valeur de la Vcc d’alimentation, soit 10 V, il est automatiquement écrêté. Pour calculer le gain d’un étage amplificateur alimenté avec une Vcc de 10 V en mesure d’accepter un signal d’entrée de 0,7 V, nous devons utiliser la formule :
Gain = (Vcc x 0,8) : signal entrée
Dans notre exemple :
(10 x 0,8) : 0,7 = 11,4
et donc notre étage amplificateur ne pourra pas avoir un gain supérieur à 11,4 et, pour obtenir cette valeur, il suffit de diviser la valeur de R3 par le gain de façon à trouver la valeur de R4 à appliquer sur l’émetteur :
3 300 : 11,4 = 289 ohms pour R4
Étant donné que cette valeur n’est pas normalisée, nous prendrons 280 ohms et, avec cette valeur, notre étage aura un gain de :
3 300 : 280 = 11,78

Conclusion et à suivre
Cet article vous a appris jusqu’ici à trouver les courbes d’un transistor.
Nous continuerons avec les thyristors, les triacs et enfin les FET. Auparavant précisons que tous les exemples de calcul que nous avons étudiés ensemble valent aussi bien pour les transistors NPN que pour les PNP.

1ère partie : L’analyse théorique.
2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).

2012-01-21T08:00:00.018Z

Cet appareil de mesure permet de visualiser à l’écran de tout oscilloscope les courbes caractéristiques des transistors NPN ou PNP, des FET et même des thyristors et triacs. La première partie vous en a proposé l’analyse théorique approfondie, la deuxième vous a dit comment le réaliser. Cette troisième partie, en plusieurs volets, va vous expliquer de manière très détaillée comment utiliser correctement votre traceur de courbe.

Comme annoncé, dans ce deuxième volet nous allons notamment nous intéresser au calcul du gain et des résistances de polarisation d’un transistor monté en préamplificateur.
Mais auparavant, voyons ce qui arrive si le courant de base ou la tension de collecteur dépassent une valeur limite.

Si le courant de base est exagéré
Si vous ne réussissez pas à établir si des transistors sont de faible ou moyenne puissances, il faut les tester en commençant toujours par un courant de base de 1 - 5 - 10 μA, puis augmenter la valeur. Pour savoir quelle est la valeur maximale de courant que l’on peut appliquer à la base d’un transistor, il suffit de vérifier que son boîtier ne chauffe pas exagérément. En effet, si on exagère la valeur du courant de base, on constate tout de suite que la température du boîtier du transistor augmente de plus en plus, jusqu’à atteindre le point de destruction du composant. Quand on dépasse la valeur maximale de dissipation d’un transistor, toutes les courbes ont tendance à se déformer, comme le montre la figure 18 et, quand cela arrive, il est conseillé d’éteindre le traceur de courbe afin de ne pas mettre le transistor hors d’usage.

Si on dépasse les 10 V de la tension de collecteur
Pour notre traceur de courbe, nous avons toujours suggéré d’effectuer les mesures avec une tension maximale d’alimentation de 10 V. Il est vrai cependant que certains transistors peuvent être normalement alimentés en 12 - 15 - 18 - 24 V : alors, comment trouver des courbes avec ces tensions d’alimentation ?
Si vous avez les courbes pour la tension maximale de 10 V, comme le montre la figure 19 et que vous voulez les modifier pour des valeurs de 12 - 15 - 18 - 24 V, vous devez procéder comme suit. Prenez une feuille de papier millimétré et tracez-y deux lignes perpendiculaires, une horizontale pour l’axe X et l’autre verticale pour l’axe Y, comme le montre la figure 20. Chaque carreau horizontal correspond à une tension de collecteur de 1 V et donc pour arriver à une tension maximale de 24 V vous utiliserez vingt-quatre
carreaux. Si, pour trouver les courbes de la figure 19, nous avons choisi un courant de collecteur de 1 mA/div et si nous avons mis le bouton de l’axe Y du CH2 sur 0,1 V/div, chaque carreau vertical correspond aux valeurs suivantes :
1 - 2 - 3 - 4 - 5 - 6 - 7 - 8 mA
Chaque carreau vertical correspond à un courant de collecteur de 1 mA et vous utiliserez huit carreaux car il y en a huit sur l’écran de l’oscilloscope.
Reportez ensuite ces valeurs sur l’axe vertical du papier millimétré.
Le repère terminé, reportez les sept courbes du courant de base telles qu’elles sont à l’écran de la figure 19 et prolongez-les horizontalement jusqu’au dernier carreau des 24 V.

Figure 18 : Si la valeur du courant de base est exagérée, la température du boîtier du transistor augmente et si la valeur maximale de dissipation est dépassée, vous verrez les sept courbes se déformer vers le haut.

Figure 19 : Avec notre traceur de courbe nous effectuons toutes les mesures en utilisant une tension maximale d’alimentation de 10 V.
Pour trouver des courbes de tensions supérieures, il suffit de les prolonger, 1 μA comme le montre la figure 20.

Pour trouver le gain d’un transistor
La première donnée que nous pouvons obtenir des sept courbes est le gain du transistor, soit combien de fois celui-ci peut amplifier un signal appliqué sur sa base.
Autrefois on l’appelait le bêta du transistor et il était désigné dans les “Data books” par hFE (ne pas confondre avec hFe qui désigne un gain dynamique alors que hFE désigne un gain statique).
Considérez par exemple le graphe de la figure 23 et tracez, en correspondance de la tension de collecteur de 5 V (soit la moitié de la tension d’alimentation Vcc de 10 V reportée sur la ligne horizontale), une ligne verticale allant couper la quatrième courbe (celle qui correspond à un courant de base de 4 μA) : de ce point d’intersection menez, vers la gauche, une ligne horizontale allant couper l’axe Y vertical du courant de collecteur.
Ici on a 2,9 carreaux, soit avec un courant de base de 4 μA un courant de collecteur de 1,4 mA. Pour savoir quel est le gain de ce transistor, il suffit de diviser la valeur du courant de collecteur Ic par celle du courant de base Ib sur la quatrième courbe :
gain du transistor = Ic : Ib

Note : les valeurs de Ic et Ib doivent être exprimées en mA.

Comme l’une de ces valeurs est en μA, il faut opérer une conversion :
4 μA : 1 000 = 0,004 mA
ce qui fait : gain = 1,4 : 0,004 = 350
Donc, en théorie, en appliquant sur la base du transistor un signal quelconque, on prélève sur le collecteur un signal amplifié 350 fois.

Si nous choisissons une courbe différente
Nous conseillons toujours de choisir pour le calcul du gain la quatrième courbe laquelle, comme le montre la figure 11 (premier volet de la troisième partie de l’article), correspond à un courant de base de 0,004 mA.
En choisissant une autre des sept courbes, on obtient des gains légèrement différents, comme l’indique le tableau 1.

Même si le gain varie légèrement de la première à la septième courbe, nous conseillons de prendre comme référence la valeur de la quatrième car, lorsque vous réaliserez un quelconque étage amplificateur vous comprendrez que ce sont les résistances placées sur le collecteur et sur l’émetteur du transistor qui définissent le gain de l’étage.

Le calcul des résistances R3 et R4 d’un étage préamplificateur
Pour réaliser un étage préamplificateur, il faut d’abord trouver les sept courbes du transistor. Admettons qu’elles soient celles de la figure 23 :
la quatrième correspond à un courant de base Ib de 0,004 mA, donc si nous traçons une ligne horizontale vers la gauche en prenant comme référence une tension de collecteur de 5 V, nous voyons que le courant de collecteur Ic correspondant est de 1,4 mA.
Ce qui, nous l’avons vu, correspond à un gain de 1,4 : 0,004 = 350.
Mais ce sont les résistances de collecteur et d’émetteur qui déterminent le gain du transistor. Le schéma électrique du préamplificateur que nous voulons réaliser, visible figure 24, utilise quatre résistances ainsi distribuées :
R1 = appliquée entre le positif et la base R1 = appliquée entre la base et la masse R1 = appliquée entre le positif et le collecteur R1 = appliquée entre l’émetteur et la masse.
Ces résistances servent à polariser le transistor afin qu’il travaille au point optimal de ses caractéristiques.
Ce point est toujours calculé sur la moitié de la tension d’alimentation Vcc et dans notre exemple cela fait 10 V : 2 = 5 V.
Connaissant la valeur de courant devant parcourir R3 + R4, calculons la valeur ohmique de ces résistances avec la formule :
ohms R3 + R4 = (Vcc : 2) : mA x 1 000
où Vcc est la tension d’alimentation, ici 10 V, mA est le courant parcourant le collecteur du transistor en correspondance de la quatrième courbe, ici 1,4 mA. On a donc :
(10 : 2) : 1,4 x 1 000 = 3 571 ohms
En théorie la valeur de R3 + R4 devrait être de 3 571 ohms, mais pour définir les deux valeurs ohmiques nous devons décider combien de fois le préamplificateur doit amplifier le signal, autrement dit son gain.
Même si le transistor examiné est en mesure d’amplifier au maximum 350 fois (Ic : Ib), en pratique nous devons le faire amplifier quelques dizaines de fois : 10 - 20 - 30 - 40 fois. Précisons qu’en maintenant le gain d’un transistor très bas on bénéficie d’avantages :
- réduction du bruit, le préamplificateur ne produira pas de souffle, il sera parfaitement silencieux,
- l’étage amplifiera une plus grande bande de fréquences, ce qui est plus adéquat pour la Hi-Fi,
- augmentation de la stabilité thermique de l’étage, le gain ne sera pas influencé par les variations thermiques du boîtier du transistor,
- possibilité d’utiliser des résistances de polarisation ayant même des tolérances élevées, cela est particulièrement intéressant car nous ne par viendrons jamais à obtenir par le calcul des valeurs normalisées.
Si vous deviez amplifier un signal environ 200 fois, vous devriez toujours utiliser deux étages préamplificateurs calculés chacun pour un gain de 15 fois, en effet : 15 x 15 = 225.
La formule pour calculer le gain en tension d’un étage préamplificateur est la suivante :
gain en tension = R3 : R4
Nous avons une valeur ohmique de 3 571 ohms : nous pouvons prendre pour R3 une valeur normalisée de 3,3 kilohms et établir la valeur de R4 pour obtenir le gain souhaité.
Si pour R4 nous prenons 330 ohms, le gain de l’étage sera de :
3 300 : 330 = 10
Si pour R4 nous prenons 150 ohms, le gain sera de :
3 300 : 150 = 22
Si pour R4 nous prenons 47 ohms, le gain sera de :
3 300 : 47 = 70
Donc le gain d’un étage amplificateur est déterminé par les résistances R3 et R4. Sachant cela, nous pouvons calculer le gain d’un étage amplificateur en divisant la valeur des résistances R3 : R4. Supposons que nous ayons un schéma d’amplificateur où la résistance de collecteur R3 est de 10 kilohms et celle de l’émetteur R4 220 ohms, nous savons déjà que cet amplificateur amplifie le signal :
10 000 : 220 = 45 fois
Dans notre exemple de calcul nous choisirons pour R3 et R4 ces valeurs :
R3 = 3,3 kilohms R4 = 150 ohms
et donc nous saurons que l’étage amplificateur a un gain d’environ :
3 300 : 150 = 22

Figure 20 : Pour notre traceur de courbe, nous avons fixé une tension maximale d’alimentation de 10 V. Si vous voulez augmenter la valeur de cette tension, il suffit de prendre une feuille de papier millimétré et de prolonger le dessin de la figure 19.

Figure 21 : Si le bouton Courant de collecteur est sur la première portée 1 mA/div et celui de l’axe vertical Y de CH2 sur 0,1 V, chaque carreau vertical correspond à un courant de 1 - 2 - 3 - 4 - 5 - 6 - 7 - 8 mA.

Figure 22 : Si le bouton Courant de collecteur est sur la deuxième portée 10 mA/div et celui de l’axe vertical Y de CH2 sur 0,1 V, chaque carreau vertical correspond à un courant de 10 - 20 - 30 - 40 - 50 - 60 - 70 - 80 mA.

Figure 23 : Si le transistor dont vous voulez trouver la valeur des résistances de polarisation R1, R2, R3 et R4 (voir figure 24) visualise ces courbes, vous pouvez commencer vos calculs en suivant les indications données dans l’article. Le courant de repos du transistor est de 1,4 mA.

Le calcul des résistances R1 et R2 d’un étage préamplificateur
Pour calculer ces deux valeurs ohmiques, il existe de nombreuses formules plus ou moins complexes, mais nous vous proposons la plus simple car elle présente en plus l’avantage d’être très fiable.

Le calcul de la Ic
Il faut tout d’abord trouver le courant de collecteur réel, noté Ic. En effet, nous avons utilisé pour cet amplificateur une résistance R3 de 3,3 kilohms et une R4 de 150 ohms, le circuit consommera au repos un courant de :
Ic = [(Vcc : 2) : (R3 + R4)] x 1 000
soit :
[(10 : 2) : (3 300 + 150)] x 1 000 = 1,449 mA

Le calcul de la VR4
Il faut ensuite trouver la tension présente aux extrémités de R4 située entre émetteur et masse, grâce à la formule :
VR4 = (Ic x R4 en ohms) : 1 000
soit :
(1,449 x 150) : 1 000 = 0,217 V aux extrémités de R4

Le calcul de la Vb
Calculons maintenant la tension à appliquer sur la base du transistor pour qu’il entre en conduction, avec la formule :
Vb = VR4 + 0,65

Note : nous prenons pour Vbe (V entre base et émetteur) 0,65 car cette tension varie selon les transistors de 0,6 à 0,7 V, 0,65 est une moyenne.

cela fait : 0,217 + 0,65 = 0,867 V
Nous avons maintenant toutes les données :

R3  =  3,3 kilohms
R4  =  150 ohms
Vcc =  10 V
Ic  =  1,449 mA
Ib  =  0,004 mA
VR4 =  0,217 V
Vb  =  0,867 V

et nous pouvons calculer la valeur de R1 placée entre le positif d’alimentation et la base du transistor, avec la formule :
R1 en ohms = [(Vcc – Vb) : (Ib x 10)] x 1 000

Note : dans la formule, Ib x 10 est le courant du pont qui doit être dix fois supérieur au courant de base et ne doit pas être confondu avec la tension d’alimentation.

cela fait : [(10 – 0,867) : (0,004 x 10)] x 1 000 = 228 325 ohms
Comme ce n’est pas une valeur normalisée, nous prendrons 220 kilohms.
Calculons maintenant la valeur de R2 située entre base et masse, avec la formule :
R2 en ohms = Vb : (Ib x 10) x 1 000
cela fait 0,867 : (0,004 x 10) x 1 000 = 21 675 ohms
Nous prendrons la valeur normalisée de 22 kilohms.

Figure 24 : Schéma électrique d’un préamplificateur et valeurs des résistances associées au transistor.
R1 = 220 kΩ
R2 = 22 kΩ
R3 = 3,3 kΩ
R4 = 150 Ω

À suivre
Dans les volets ultérieurs nous aborderons les FET, thyristors et triacs.

1ère partie : L’analyse théorique.
2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).

2012-01-20T08:00:00.028Z

Cet appareil de mesure permet de visualiser à l’écran de tout oscilloscope les courbes caractéristiques des transistors NPN ou PNP, des FET et même des thyristors et triacs. La première partie vous en a proposé l’analyse théorique approfondie, la deuxième vous a dit comment le réaliser. Cette troisième partie, en plusieurs volets, va vous expliquer de manière très détaillée comment utiliser correctement votre traceur de courbe.

Précédemment, nous avons effectué une première approche de l’utilisation du traceur de courbe : nous vous avons appris comment procéder pour trouver les courbes d’un transistor NPN, d’un PNP ou d’un FET. Ici, nous allons approfondir d’autres aspects de son fonctionnement en vous expliquant à quoi servent ces courbes et comment s’en servir pratiquement.

Le nombre exact des courbes
Quelques lecteurs nous ont écrits pour nous signaler qu’il n’y a pas sept courbes mais huit, comme le montre la figure 1 : en effet, nous avions oublié de préciser que la première courbe horizontale du bas est celle du zéro et que, n’étant jamais prise en considération, nous l’avons effacée sur les dessins pour qu’elle ne prête pas à confusion en s’ajoutant aux sept courbes, seules significatives. À l’écran, par contre, vous voyez bien cette huitième courbe horizontale, mais elle ne vous sert à rien.
Ceci étant dit, vous pouvez commencer à tester vos transistors inconnus, mais non sans avoir au préalable identifié leurs pattes EBC car, si vous les reliiez de manière erronée aux entrées de l’appareil, vous verriez apparaître des courbes anormales, comme le montre la figure 2. Une fois fait, vous devez établir si vous avez à faire à un transistor de :
faible puissance (voir figure 3)
moyenne puissance (voir figure 4)
forte puissance (voir figure 5).
À chacune des trois catégories correspond une valeur précise, à paramétrer à l’aide du bouton Courant de collecteur, à droite de la face avant :
1 mA/div pour les transistors de faible puissance
10 mA/div pour les transistors de moyenne puissance
100 mA/div pour les transistors de forte puissance.
Si vous vous trompiez dans le choix du courant de collecteur, vous vous en apercevriez très vite, parce que vous obtiendriez des courbes trop serrées ou trop espacées.

Figure 1 : Quelques lecteurs nous ont écrits pour nous signaler qu’il n’y a pas 7 courbes mais 8. En effet, nous avions oublié de préciser que la première courbe horizontale du bas est celle du zéro et que, n’étant jamais prise en considération, nous l’avons effacée sur les dessins pour qu’elle ne prête pas à confusion en s’ajoutant aux 7 courbes, seules significatives.

Figure 2 : Si vous voyez apparaître à l’écran un graphe s’incurvant vers le haut à droite, c’est que vous avez interverti les pattes émetteur et collecteur sur les entrées EC du traceur de courbe. Dès que vous aurez rectifié, vous verrez apparaître un graphe correct, comme le montre la figure 1.

Commençons par un transistor NPN de faible puissance
Pour tester un transistor de faible puissance, vous devez d’abord relier les pattes EBC du transistor au traceur de courbe, prérégler toutes les commandes ainsi (voir figure 6) :
inverseur TR/FET ............. sur TR
inverseur PNP-NPN .......... sur NPN
bouton Courant de base ... sur 1 μA
bouton Courant collecteur sur 1 mA/div,
et régler les boutons de l’oscilloscope comme le montre la figure 7 :
CH1 canal X (horizontal) .. 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) ..... 0,1 V/div.
Vous ne devez plus déplacer ces deux commandes de l’oscilloscope.
Seul le bouton du CH2, soit celui de l’extension verticale, peut être déplacé sur la position :
0,2 V/div : si les sept courbes sont tellement espacées qu’elles sortent de l’écran.
Dans ces conditions vous devez réduire la sensibilité verticale du Courant de collecteur et donc si vous laissez le bouton de courant du traceur de courbe sur 1 mA/div, chaque carreau vertical (côté gauche) correspond à :
2 - 4 - 6 - 8 - 10 - 12 - 14 - 16 mA.
50 mV/div : si les sept courbes sont tellement rapprochées qu’elles sont inutilisables.
Dans ces conditions, vous devez augmenter la sensibilité verticale du Courant de collecteur et donc si vous laissez le bouton de courant du traceur de courbe sur 1 mA/div, chaque carreau vertical (côté gauche) correspond à :
0,5 - 1,0 - 1,5 - 2,0 - 2,5 - 3,0 - 3,5 - 4,0 mA.
Avec votre transistor NPN d’essai BC547, ou son équivalent BC237-BC173, faites le test. Allumez pour cela le traceur de courbe et constatez que les courbes sont tellement rapprochées qu’elles sont illisibles, comme le montre la figure 9.
Pour les espacer, il suffit de déplacer le bouton du Courant de base de 1 μA vers une valeur supérieure, 5 μA par exemple.
Dans ces conditions, vous verrez les sept courbes sortir de l’écran, comme le montre la figure 10 et, pour les y faire rentrer, vous devrez réduire la sensibilité verticale en tournant le bouton de CH2 canal Y de façon à la faire passer de 0,1 V/div à 0,2 V/div, comme le montre la figure 11. Ainsi les sept courbes seront uniformément réparties sur l’écran, mais précisons tout de même qu’en plaçant le bouton du Courant de base sur 5 μA, chaque courbe correspondra aux valeurs de courant suivantes :
1re courbe - la base est excitée avec 5 μA
2e courbe - la base est excitée avec 10 μA
3e courbe - la base est excitée avec 15 μA
4e courbe - la base est excitée avec 20 μA
5e courbe - la base est excitée avec 25 μA
6e courbe - la base est excitée avec 30 μA
7e courbe - la base est excitée avec 35 μA
Enfin, si le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe est sur 1 mA/div et si le bouton CH2 de l’entrée Y de l’oscilloscope est sur 0,2 V/div, comme le montre la figure 11, pour chaque carreau vertical, on a sur le collecteur ces valeurs de courant :
2 - 4 - 6 - 8 - 10 - 12 - 14 - 16 mA.
Sur l’axe horizontal X du graphe, vous pouvez trouver la valeur de la tension de collecteur Vce et, sur l’axe vertical Y, la valeur du courant de collecteur Ic.
Les sept courbes apparaissant sur le graphe correspondent aux différentes valeurs du courant de base Ib.

Pour tester un transistor NPN de moyenne puissance
Pour tester un transistor de moyenne puissance, vous devez relier ses pattes EBC au traceur de courbe et prérégler ses commandes comme suit :
inverseur TR/FET ......... sur TR
inverseur PNP-NPN ....... sur NPN
bouton Courant de base sur 10 μA
bouton Courant de coll. . sur 10 mA/div.
Comme pour tester les transistors de faible puissance, les boutons de l’oscilloscope doivent être réglés, comme le montre la figure 7 :
CH1 canal X (horizontal)..... 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) ........ 0,1 V/div.
Vous ne devez plus déplacer ces deux commandes de l’oscilloscope sauf celle du canal Y, soit CH2 que, parfois, il faut mettre en position 0,2 V/div pour faire rentrer toutes les courbes dans l’écran.
Si on place le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe sur 10 mA/div et le bouton CH2 de l’entrée Y de l’oscilloscope sur 0,1 V/div, chaque carreau vertical correspond à ces valeurs de courant :
10 - 20 - 30 - 40 - 50 - 60 - 70 - 80 mA.
Choisissons n’importe quel transistor de moyenne puissance, relions les pattes EBC à l’entrée du traceur de courbe, allumons-le et les sept courbes, très comprimées, apparaissent à l’écran.
Pour les rendre plus lisibles, il faut les espacer en augmentant le courant de base de 1 à 10 μA, comme le montre la figure 12 : même ainsi elles ne sont pas encore assez espacées, mais elles sont néanmoins utilisables.
C’est seulement avec un courant de base de 20 μA que l’espacement serait correct, comme le montre la figure 13, mais pour une lecture parfaite, il faudrait aller jusqu’à 50 μA, comme le montre la figure 14.
Ainsi les sept courbes seront uniformément réparties sur l’écran, mais précisons tout de même qu’en plaçant le bouton du Courant de base sur 50 μA, chaque courbe correspondra aux valeurs de courant suivantes :
1re courbe :
la base est excitée avec 50 μA
2e courbe :
la base est excitée avec 100 μA
3e courbe :
la base est excitée avec 150 μA
4e courbe :
la base est excitée avec 200 μA
5° courbe :
la base est excitée avec 250 μA
6e courbe :
la base est excitée avec 300 μA
7e courbe :
la base est excitée avec 350 μA.
En partant de ce graphe, si vous prenez une référence horizontale de tension de collecteur de 5 V, soit la moitié de la Vcc de 10 V et si vous menez une ligne verticale coupant la quatrième courbe, correspondant à un courant de base de 200 mA et, de ce point d’intersection, vers la gauche, une ligne horizontale, vous rencontrerez l’axe Y vertical correspondant à une valeur de courant de collecteur d’environ 30 mA.

Figure 3 : Pour tester des transistors de faible puissance, il faut mettre le bouton du Courant de collecteur sur 1 mA/div.

Figure 4 : Pour tester des transistors de moyenne puissance, il faut mettre le bouton du Courant de collecteur sur 10 mA/div.

Pour tester un transistor de forte puissance
Pour tester un transistor de forte puissance, vous devez procéder comme pour les autres transistors, soit relier ses pattes EBC au traceur de courbe et prérégler ses commandes comme suit :
inverseur TR/FET.......... sur TR
inverseur PNP-NPN ...... sur NPN
bouton Courant de base sur 50 μA
bouton Courant de coll.. sur 100 mA/div.
Comme pour tester les autres transistors, les boutons de l’oscilloscope doivent être réglés, comme le montre la figure 7 :
CH1 canal X (horizontal)..... 1 V/div
CH2 canal Y (vertical) ........ 0,1 V/div.
Vous ne devez plus déplacer ces deux commandes de l’oscilloscope sauf celle du canal Y, soit CH2 si vous devez faire rentrer toutes les courbes dans l’écran.
Si on place le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe sur 100 mA/div et le bouton CH2 de l’entrée Y de l’oscilloscope sur 0,1 V/div, chaque carreau vertical correspond à ces valeurs de courant :
100 - 200 - 300 - 400 - 500 - 600 - 700 - 800 mA.
Choisissons n’importe quel transistor de forte puissance, relions les pattes EBC à l’entrée du traceur de courbe, allumons-le et les sept courbes très comprimées apparaissent à l’écran. Pour les rendre plus lisibles, il faut les espacer en augmentant le courant de base : pour un transistor de forte puissance, commencez par 50 μA, comme le montre la figure 15.
Même ainsi elles ne sont pas encore assez espacées. C’est seulement avec un courant de base de 100 μA que l’espacement serait correct, comme le montre la figure 16, mais pour une lecture parfaite il faudrait aller jusqu’à 200 μA, comme le montre la figure 17.
Ainsi les sept courbes seront uniformément réparties sur l’écran, mais précisons tout de même qu’en plaçant le bouton du Courant de base sur 200 μA, chaque courbe correspondra aux valeurs de courant suivantes :
1re courbe :
la base est excitée avec 200 μA
2e courbe :
la base est excitée avec 400 μA
3e courbe :
la base est excitée avec 600 μA
4e courbe :
la base est excitée avec 800 μA
5e courbe :
la base est excitée avec 1,0 mA
6e courbe :
la base est excitée avec 1,2 mA
7e courbe :
la base est excitée avec 1,4 mA.
En partant de ce graphe, si vous prenez une référence horizontale de tension de collecteur de 5 V, soit la moitié de la Vcc de 10 V et si vous menez une ligne verticale coupant la quatrième courbe, correspondant à un courant de base de 800 mA et, de ce point d’intersection, vers la gauche, une ligne horizontale, vous rencontrerez l’axe Y vertical correspondant à une valeur de courant de collecteur d’environ 300 mA.

Figure 5 : Pour tester des transistors de forte puissance, il faut mettre le bouton du Courant de collecteur sur 100 mA/div.

Pour tester les transistors PNP
Pour tester les transistors PNP, la méthode est la même que pour les NPN sauf que vous devez placer l’inverseur PNP-NPN sur PNP.

Figure 6 : Pour tester un quelconque transistor, vous devez disposer les boutons de commande du traceur de courbe dans ces positions. TR/FET sur TR, PNP/NPN sur la polarité du transistor que vous voulez contrôler, bouton du Courant de base sur 1 μA et bouton du Courant de collecteur sur la position indiquée par les fi gures 3, 4 et 5.

Figure 7 : Sur l’oscilloscope, le bouton CH1 de l’entrée X est sur 1 V et celui de CH2 sur l’entrée Y sur 0,1 V.

Figure 8 : La ligne horizontale sert à indiquer la Tension de collecteur et la verticale de gauche le Courant de collecteur. Les sept courbes au centre correspondent au Courant de base.

Figure 9 : Pour tester les transistors de très faible puissance, vous devez mettre le bouton Courant de collecteur sur 1 mA/div et le bouton Courant de base sur 1 μA, enfin vous devez placer le bouton CH2 (entrée Y) de l’oscilloscope sur 0,1 V/div. Si les courbes sont trop serrées, passez à la figure suivante.

Figure 10 : Si en déplaçant le bouton Courant de base de 1 à 5 μA vous voyez que les sept courbes sortent de l’écran, réduisez l’amplification verticale de l’entrée Y du CH2, comme le montre la figure 11. Cela peut arriver pour un transistor NPN comme pour un PNP.

Figure 11 : En déplaçant le bouton CH2 de l’entrée Y de 0,1 à 0,2 V/div, les sept courbes rentrent complètement dans l’écran. Chaque carreau vertical du courant de collecteur correspond alors à 2 - 4 - 6 - 8 - 10 - 12 - 14 - 16 mA.

Figure 12 : Pour tester les transistors de moyenne puissance, vous devez mettre le bouton Courant de collecteur sur 10 mA/div et le bouton Courant de base sur 10 μA, enfin vous devez placer le bouton CH2 (entrée Y) de l’oscilloscope sur 0,1 V/div. Si les courbes sont trop serrées, augmentez le courant de base.

Figure 13 : Si, en déplaçant le bouton Courant de base de 10 à 20 μA, vous voyez que les sept courbes ne sont pas encore parfaitement lisibles, vous pouvez augmenter le courant de base ou augmenter la sensibilité de l’entrée Y du CH2, en la faisant passer de 0,1 V/div à 50 mV/div.

Figure 14 : Si, en déplaçant le bouton Courant de base de 20 à 50 μA, vous voyez que les sept courbes sont correctement espacées, sachant que le bouton Courant de collecteur est sur 10 mA/div, vous devez vous rappeler que chaque carreau vertical correspond alors à un courant de collecteur de 10 - 20 - 30 - 40 - 50 - 60 - 70 - 80 mA.

Figure 15 : Pour tester les transistors de forte puissance, vous devez mettre le bouton Courant de collecteur sur 100 mA/div et le bouton Courant de base sur 50 μA, enfin vous devez placer le bouton CH2 (entrée Y) de l’oscilloscope sur 0,1 V/div. Si les courbes sont trop serrées, augmentez le courant de base.

Figure 16 : Si en déplaçant le bouton Courant de base de 50 à 100 μA vous voyez que les 7 courbes ne sont pas très lisibles, vous pouvez augmenter le courant de base ou augmenter la sensibilité de l’entrée Y du CH2, en la faisant passer de 0,1 V/div à 50 mV/div.

Figure 17 : Si en déplaçant le bouton Courant de base de 100 à 200 μA vous voyez que les sept courbes sont correctement espacées, sachant que le bouton Courant de collecteur est sur 100 mA/div, vous devez vous rappeler que chaque carreau vertical correspond alors à un courant de collecteur de 100 - 200 - 300 - 400 - 500 - 600 - 700 - 800 mA.

À suivre
Dans le deuxième volet, nous verrons notamment le calcul du gain et de la polarisation des transistors montés en préamplificateur.
Dans les volets ultérieurs nous aborderons les FET, thyristors et triacs.

1ère partie : L’analyse théorique.
2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 2ème partie : La réalisation pratique.

2012-01-19T08:00:00.025Z

L’appareil de mesure présenté ici permet de visualiser à l’écran de tout oscilloscope les courbes caractéristiques des transistors NPN ou PNP, des FET et même des thyristors et triacs. La première partie vous en a proposé l’analyse théorique approfondie, cette deuxième vous dit comment le réaliser et une autre vous expliquera de manière très détaillée comment l’utiliser correctement.

Passons en effet tout de suite à la réalisation pratique de la platine principale et de la platine de commutation, que nous installerons ensuite dans un boîtier plastique, puis nous réglerons ce traceur de courbe et commencerons à apprendre à nous en servir avec les transistors et les FET.

La réalisation pratique des deux platines
Pour réaliser ce traceur de courbe, il vous faut deux circuits imprimés. Le principal, le plus grand est un double face à trous métallisés : la figure 19b 1 et 2 vous donne les dessins des deux faces à l’échelle 1. Le circuit imprimé des commutateurs, plus petit, est un simple face : la figure 20b vous en donne le dessin à l’échelle 1. Quand vous les avez fabriqués ou que vous vous les êtes procurés, commencez par monter le principal.

La platine principale
Si vous suivez avec attention les figures 18 et 19a, vous ne devriez pas rencontrer de problème insoluble, bien qu’il y ait pas mal de composants à monter : procédez par ordre, afin de ne rien oublier, de ne pas intervertir les composants se ressemblant, de ne pas inverser la polarité des composants polarisés et de ne faire en soudant ni court-circuit entre pistes et pastilles ni soudure froide collée. Si vous faites ainsi, le traceur de courbe fonctionnera dès la mise sous tension.
Prenez le grand circuit imprimé double face à trous métallisés, montez tous les composants comme le montre la figure 19a. Placez d’abord les 8 supports des circuits intégrés et vérifiez que vous n’avez oublié de souder aucune broche.
Enfoncez ensuite, sur les bords bas et droit du circuit imprimé, tous les picots de connexion avec l’extérieur et soudez-les.
Montez toutes les résistances en contrôlant soigneusement leurs valeurs (classez-les d’abord) et les 2 trimmers : attention, R2 à R7, à gauche de IC2, sont des résistances de précision à 5 anneaux de couleurs. R2, R3, R4 et R7, 20 kilohms, sont rouge-noir-noir-rouge-marron (tolérance 1 %). R5 et R6, 10 kilohms sont marron-noir-noir-rouge-marron (tolérance 1 %). Ne les lisez pas à l’envers !
Montez ensuite les 8 diodes au silicium sans confondre les deux types, bagues blanches (DS1 à DS6) ou noires (DS7 et DS8) repère-détrompeurs tournées dans la direction indiquée par la figure 19a. Montez ensuite tous les condensateurs céramiques et polyesters, en appuyant bien leurs boîtiers à la surface du circuit imprimé, puis les électrolytiques en respectant bien la polarité +/– de ces derniers (la patte la plus longue est le + et le – est inscrit sur le côté du boîtier cylindrique).
Montez le pont redresseur en respectant la polarité +/– de ses pattes (le + est en bas quand vous tenez le circuit imprimé comme le montre la figure 18 ou 19a). Montez les 4 transistors en boîtier plastique (TR1 et TR2 ne sont pas des demies lunes mais ils ont tout de même une partie plate) méplats repère-détrompeurs tournés dans le sens montré par les figures 18 et 19a.
Montez TR5 et TR6 (sans les intervertir), en boîtier à semelle TO220, pattes repliées à 90° et couchés dans leur dissipateur en U, fixés par un petit boulon 3MA (n’oubliez pas de les souder). Montez les 2 circuits intégrés régulateurs de tension qui leur ressemblent, en boîtiers TO220 à semelles (sans les intervertir), mais debout contre leurs gros dissipateurs en U à ailettes : solidarisez-les avec leur dissipateur à l’aide d’un boulon 3MA, enfoncez les 3 pattes dans les 3 trous bien à fond, afin que la base du dissipateur s’appuie bien contre la surface du circuit imprimé, maintenez-le dans cette position pendant que vous soudez les pattes, en commençant par celle du milieu et coupez les longueurs excédentaires.
Continuez en montant les 2 relais puis, à l’aide de 4 boulons, le gros transformateur d’alimentation secteur 230 V. Montez enfin ses 2 borniers à deux pôles : celui du fond pour le cordon secteur 230 V et l’autre pour l’interrupteur M/A.
Vous avez fait l’essentiel, courage ! Les autres composants sont extérieurs à la platine, vous les monterez lors de l’installation dans le boîtier, mais si vous voulez, vous pouvez préparer les câbles de liaison à ces éléments : fils gainés plastiques lisses ou torsadés (LED et interrupteur) ou câbles coaxiaux (vers les BNC des sorties oscilloscope). Voir figure 19a.
Insérez maintenant (à moins que, puristes, vous ne préfériez attendre la fin de l’installation dans le boîtier et que la toute dernière soudure soit refroidie !) les circuits intégrés dans leurs supports, repère-détrompeurs en U orientés dans les sens montrés par la figure 19a.
Il vous reste à monter la seconde platine : celle des commutateurs

La platine des commutateurs
Elle sera vite montée et si vous suivez bien les figures 20a et 21, vous ne vous tromperez pas. Prenez le petit circuit imprimé simple face et montez les quelques composants, comme le montre la figure 20a. Montez tout d’abord les picots d’interconnexions au bord inférieur.
Montez les résistances “normales” (1/4 de W) R32 à R50, puis les 3 1/2 WR59 à R61. Montez les 2 résistances de puissance R52 (4,7 ohms, 5 W) et R53 (10 ohms, 5 W) en les maintenant à distance du circuit imprimé avec une pièce de 10 cents (que vous récupérerez ensuite !) : sans cela vous risqueriez de brûler la surface de la plaque d’époxy.
Montez enfin les 2 commutateurs rotatifs (ils ne sont pas identiques, voir liste des composants). Au préalable, avec une scie à métaux, raccourcissez les axes des commutateurs afin de pouvoir ultérieurement placer les boutons correctement (à 2-3 mm de la face avant).
C’est terminé, préparez, si vous voulez, les fils d’interconnexions avec la platine principale et vérifiez bien vos soudures.
Il ne vous reste plus qu’à procéder à l’installation des deux platines dans le boîtier plastique.

Figure 17 : Brochages des circuits intégrés DIL vus de dessus et repère-détrompeurs en U orientés vers la gauche, des deux régulateurs et des deux transistors en boîtiers TO220 vus de face, des deux transistors plastiques vus de dessous et de la LED vue en contre plongée.

Figure 18 : Photo d’un des prototypes de la platine principale du traceur de courbe. Régulateurs et transistors de puissance sont montés sur radiateurs.

Figure 19a : Schéma d’implantation des composants de la platine principale du traceur de courbe. Soudez entre les douilles B et E un condensateur C22 de 1 nF, afin d’éviter d’éventuelles auto-oscillations. Le circuit imprimé est un double face à trous métallisés, si vous le réalisez vous-même, n’oubliez pas toutes les liaisons indispensables entre les deux faces.

Erratum
Dans la liste des composants publiée dans la première partie de cet article nous avons interverti les valeurs de R59 et de R61. Il faut donc lire :
R59 = 0,1 Ω 1/2 W
R60 = 1 Ω 1/2 W
R61 = 10 Ω 1/2 W
Avec nos excuses.

Figure 19b-1 : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé double face à trous métallisés, côté composants.

Figure 19b-2 : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé double face à trous métallisés, côté soudures.

Figure 20a : Schéma d’implantation des composants de la platine des commutateurs. Montez les 2 commutateurs et toutes les résistances précédées, dans la liste des composants (première partie de l’article), d’un astérisque. Les fils S1 - S2/A - S2/B, provenant du circuit imprimé principal, doivent être reliés aux points correspondants du petit circuit imprimé.

Figure 20b : Dessin, à l’échelle 1, du circuit imprimé de la platine des commutateurs.

Figure 21 : Photo d’un des prototypes de la platine des commutateurs. Les axes des commutateurs doivent être raccourcis avec une scie à métaux afin de pouvoir monter correctement les boutons (écartés de 2-3 mm de la face avant). Les deux résistances de puissance doivent être maintenues à 2 ou 3 mm du circuit imprimé afin de ne pas le brûler.

Figure 22 : Le curseur de R21 est à régler de manière à obtenir à l’écran 7 marches distantes d’un carreau exactement.

Figure 23 : Pendant le réglage, l’inverseur TR/FET est mis sur TR, alors que l’autre inverseur PNP/NPN l’est sur PNP.

Figure 24 : Après avoir mis le sélecteur d’entrée sur GND, placez le commutateur V/div. du CH1 sur la portée 1 V.

Figure 25 : Pour obtenir à l’écran une rampe en marches d’escaliers complète, comme le montre la figure 22, mettez le commutateur de base de temps “TIME/DIV.” sur 5 ms, comme le montre la figure.

Figure 26 : Sur la face avant de tout oscilloscope se trouve un sélecteur “TRIGGER MODE”, il peut être du type à glissière (voir dessin de gauche) ou à poussoir (dessin de droite), mais dans les deux cas vous devez le mettre en position AUTO.

Figure 27 : Quand on mesure un signal, on utilise une sonde offrant la possibilité d’insérer ou non un atténuateur x10, utilisé pour mesurer les tensions élevées. Ici le sélecteur doit être sur x1.

Figure 28 : Sélecteur d’entrée toujours sur GND, tournez le petit bouton permettant le déplacement du tracé à l’écran dans le sens vertical, comme le montre la figure 13, jusqu’à amener ce tracé sur la première ligne du bas.

Figure 29 : Sélecteur sur DC cette fois, apparaît à l’écran la rampe à 7 marches. Si vous comptez la marche de départ, cela fait 8 traits.

Figure 30 : La rampe en dents de scie de 5 carreaux s’obtient en tournant le curseur de R20. Avant d’effectuer le réglage, vous devez mettre l’inverseur TR/FET sur TR et l’inverseur PNP/NPN sur NPN.

Figure 31 : Pour régler R20, mettez le commutateur V/div. du canal CH1 sur 2 V et le sélecteur d’entrée en position GND.

Figure 32 : Pour obtenir à l’écran la rampe en dents de scie de la figure 30, vous devez mettre le commutateur “TIME/DIV.” sur 1 ms.

Figure 33 : Pour préparer l’oscilloscope aux mesures, vous devez mettre le bouton V/div. du CH1 sur 1 V et celui du CH2 sur 0,1 V. Les sélecteurs d’entrée doivent être tous deux sur DC.

Le montage dans le boîtier
Comme le montre la figure 34, les deux platines prennent place, la grande sur le fond horizontal du boîtier plastique, où elle est fixée à l’aide de 8 vis autotaraudeuses et la petite derrière la face avant, où elle est maintenue par les deux axes-rondelles-écrous des 2 commutateurs.
Cette même figure 34, ainsi que les figures 19a et 20a, vous permettent de réaliser les connexions extérieures et les interconnexions entre les platines sans vous tromper, en utilisant des fils de couleurs différentes.
Sur le panneau arrière, pratiquez trois trous pour les deux BNC Sorties vers oscilloscope (à relier ensuite à la platine principale par des câbles coaxiaux) et l’entrée du cordon secteur 230 V à travers le passe-fils (à relier ensuite au bornier de l’alimentation) : voir figures 34 et 19a.
En face avant, montez l’interrupteur M/A et la LED (à relier ensuite aux deux torsades que vous avez préparées, ne les confondez pas, la jaune est pour le secteur 230 V et l’autre, polarisée, pour la LED). Montez l’inverseur S3 FET/TR et les 3 prises bananes (collecteur/base/émetteur), sans oublier la rondelle d’isolation de ces dernières (figure 46 en bas). Montez l’interrupteur S4 PNP/NPN. Les 2 axes des commutateurs, c’est déjà fait puisque vous avez monté la petite platine derrière la face avant : figures 46 et 19a.
Entre les deux platines, soudez les 6 fils (3 x 2) de couleurs S1, S2-A et S2-B, comme le montrent les figures 19a, 20a et 34.
C’est terminé, vérifier que vous n’avez commis aucune erreur de câblage et passez aux réglages.

Figure 34 : L’installation des deux platines dans le boîtier plastique. Sur cette photo d’un des prototypes on voit bien la fixation de la platine principale sur le fond à l’aide de 8 vis autotaraudeuses et celle de la platine des commutateurs par les axes-rondelles-écrous des deux commutateurs (figures 20a et 21), ainsi que les interconnexions entre les platines et vers les face avant et panneau arrière. Les deux prises BNC (figure 41) conduisent les signaux aux entrées Axe Y et Axe X de l’oscilloscope (figure 42).

Les réglages
Avant d’utiliser l’appareil pour le test des transistors, FET et autres semiconducteurs, vous devez régler les trimmers R11 et R20.

Le réglage de R11
Ce trimmer sert à faire varier l’amplitude de la rampe en escalier de façon à obtenir sur TP1 un signal de 1 V d’amplitude, ce qui correspond à 7 carreaux, comme le montre la figure 22. Avant d’effectuer ce réglage, mettez l’interrupteur S5 M/A sur ON (LD1 s’allume), placez l’inverseur S3 FET/TR en position TR et l’interrupteur S4 PNP/NPN sur PNP, comme le montre la figure 23.
Sur l’oscilloscope :
- Mettez le sélecteur d’entrée du CH1 (canal 1), sur lequel on lit AC-GND-DC, en position GND (figure 24).
- Mettez le commutateur VOLTS/DIV.
de CH1 sur la portée 1 V/div., comme le montre la figure 24, puis contrôlez que le petit bouton CAL (calibration variable) est bien en position de calibration, en vous référant au manuel de l’oscilloscope. Sinon vous risquez, lors du réglage, une erreur de mesure.
Note : certains oscilloscopes avertissent l’usager (par l’allumage d’une LED située à côté du bouton CAL) qu’il n’est pas en position de calibration.
- Mettez maintenant le commutateur TIME/DIV. sur la valeur 5 ms (figure 25). La figure 25 représente un commutateur standard. Votre propre oscilloscope peut avoir un commutateur totalement différent, mais TIME/DIV. est toujours indiqué. Pour ce commutateur TIME/DIV., même remarque que pour le bouton CAL à propos des VOLTS/DIV. Faites bien attention que ce bouton soit bien en position de calibration, sinon vous pourriez ne pas visualiser correctement la forme d’onde à l’écran.
- Ensuite, cherchez sur la face avant de l’oscilloscope la commande “TRIGGER MODE” : ce peut être un inverseur à levier ou 3 poussoirs alignés “AUTO-NORMAL-SINGLE” (figure 26). Sélectionnez AUTO.
Après avoir ainsi préparé votre oscilloscope et votre traceur de courbe, vous pouvez régler R11 en reliant la sonde à TP1 (à droite du trimmer). Il va sans dire que le petit inverseur situé sur la sonde (figure 27) doit être sur la portée x1, que la sonde est à relier à l’entrée CH1-Input X de l’oscilloscope et que la masse est à connecter à n’importe quel point de masse du traceur de courbe.
- Le sélecteur d’entrée étant en position GND, tournez le bouton de déplacement vertical du tracé (figure 28) afin qu’il coïncide avec la dernière ligne du bas de l’écran.
- Mettez maintenant le sélecteur sur DC (tension continue) et la rampe à 7 marches d’escalier apparaît à l’écran, comme le montre la figure 29.
Note : en fait, si l’on compte aussi le niveau de départ, en bas, vous en trouverez huit.
- Tournez le curseur de R11 jusqu’à ce que l’amplitude et, par conséquent, la distance entre le premier et le dernier trait, soit égale à 7 carreaux, comme le montre la figure 22.
Comme le sélecteur VOLTS/DIV. de CH1 est sur 1 V par carreau, comme le montre la figure 24, on comprend bien que l’amplitude de la rampe est calibrée à 7 V. Quand le réglage de la rampe en escalier est fait, vous avez calibré correctement la valeur des courants qui arriveront sur la base du transistor testé.

Le réglage de R20
Ce trimmer sert à faire varier l’amplitude de la rampe en dents de scie, de façon à obtenir en sortie un signal de 10 V d’amplitude, ce qui correspond à 5 carreaux, comme le montre la figure 30.
- Avant d’effectuer ce réglage, vous devez mettre l’interrupteur S4 sur NPN, comme le montre la figure 30.
S3 reste en position TR. Passez maintenant au réglage de l’oscilloscope.
- Mettez le sélecteur d’entrée, CH1 (ACGND-DC) en position GND, comme le montre la figure 31.
- Mettez le commutateur VOLTS/DIV. de CH1 sur la portée 2 V/div., comme le montre la figure 31 et contrôlez là aussi le petit bouton CAL (même remarque que pour R11).
- Mettez maintenant le commutateur TIME/DIV. sur la valeur 1 ms (figure 32).
- Passez en “TRIGGER MODE”, qui peut être un inverseur ou 3 poussoirs, comme le montre la figure 26 et sélectionnez AUTO.
Après avoir ainsi préparé votre oscilloscope et votre traceur de courbe, vous pouvez régler R20 en reliant la sonde à TP1 (à droite du trimmer). Le petit inverseur situé sur la sonde (figure 27) doit être sur la portée x1, la sonde est à relier à l’entrée CH1-Input X de l’oscilloscope et la masse est à connecter à n’importe quel point de masse du traceur de courbe.
- Le sélecteur d’entrée étant en position GND, tournez le bouton de déplacement vertical du tracé (figure 28) afin qu’il coïncide avec la dernière ligne du bas de l’écran.
- Mettez maintenant le sélecteur sur DC (tension continue) et apparaît à l’écran la rampe en dents de scie complète, comme le montre la figure 30.
- Tournez le curseur de R20 jusqu’à ce que l’amplitude soit égale à 5 carreaux. Comme le sélecteur VOLTS/DIV. de CH1 est sur 2 V par carreau, comme le montre la figure 31, on comprend bien que 5 carreaux verticaux correspondent à une amplitude de 5 x 3 = 10 V. Quand le réglage de la rampe en dents de scie est fait, votre traceur de courbe est prêt à fonctionner.

Comment préparer l’oscilloscope ?
- Tout d’abord, positionnez les sélecteurs d’entrées XY marqués AC-GND-DC en position DC, soit en continu, comme le montre la figure 33.
- Ensuite, mettez le bouton du commutateur VOLTS/DIV. du canal X (CH1) sur la position 1 V/div., comme le montre la figure 33. Ne bougez plus de cette position, car elle sert à visualiser à l’écran dans le sens horizontal les V appliqués au collecteur du transistor en examen et correspond à 1 V par carreau.
- Troisièmement, mettez le bouton du commutateur VOLTS/DIV. du canal Y (CH2) en position 0,1 V/div., comme le montre la figure 33 : sur la face avant de l’oscilloscope vous ne trouverez jamais 0,1 mais toujours .1 (Amérique oblige !).
Le commutateur V/div. du canal Y sert à visualiser correctement dans le sens vertical, comme le montrent les figures 36 à 38, le courant traversant le collecteur du transistor essayé. Dans la position 0,1 V/div., la valeur à attribuer à chaque carreau de l’axe Y correspond exactement à la valeur paramétrée sur le commutateur du courant de collecteur en face avant du traceur de courbe, comme le montre la figure 37. Et donc les trois positions du commutateur de courant de collecteur servent à obtenir les valeurs :
- 1 mA/div. = dans cette position, chaque carreau vertical, comme le montre la figure 37, correspond à un courant de 1 mA.
- 10 mA/div. = dans cette position, chaque carreau vertical correspond à un courant de 10 mA.
- 100 mA/div. = dans cette position chaque carreau vertical correspond à un courant de 100 mA.
- Enfin, vous devez régler l’oscilloscope sur la fonction XY et, comme tous les oscilloscopes ne sont pas identiques, sur certains vous devez presser un poussoir et sur d’autres tourner un bouton de “TIME/DIV.” jusqu’à positionner l’index sur XY, comme le montre la figure 35.

Note : si vous avez correctement préparé l’oscilloscope sur XY, vous verrez à l’écran un petit point lumineux, si le traceur de courbe n’est pas connecté, bien sûr.

Figure 35 : Pour utiliser le traceur de courbe, il faut préparer l’oscilloscope en le mettant sur la fonction XY et, comme les oscilloscopes ne sont pas tous pareils, sur certains on doit mettre le bouton “TIME/DIV.” sur XY et sur d’autres presser le poussoir XY.

La variation du courant de collecteur sur l’axe Y
Le paragraphe précédent vous a expliqué qu’en mettant le commutateur V/div. du canal Y sur 0,1 V on peut attribuer à chaque carreau vertical une valeur bien définie de courant, en correspondance avec les 3 positions du bouton du traceur de courbe, comme le montre la figure 37. Etant donné que pendant la mesure il peut s’avérer nécessaire de faire varier la sensibilité de l’oscilloscope, afin de mieux visualiser à l’écran les courbes d’un semiconducteur, pour y parvenir vous pouvez agir sur le commutateur V/div. du canal Y. Si vous mettez le commutateur V/div. sur la portée 50 mV, comme le montre la figure 36, les valeurs indiquées par le bouton mA/div. donneront lieu aux échelles suivantes sur l’axe Y :
- sur la portée 1 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de 0,5-1,0-1,5-2,0-2,5-3,0-3,5-4,0 mA,
- sur la portée 10 mA/div. vous lirez sur l’axe Y un courant de 5-10-15-20-25-30-35-40 mA,
- sur la portée 100 mA/div. vous lirez sur l’axe Y un courant de 50-100-150-200-250-300-350-400 mA.
Avec le commutateur V/div. sur 0,1 V/div., comme le montre la figure 37, vous aurez sur l’axe Y les échelles suivantes :
- sur la portée 1 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 1-2-3-4-5-6-7-8 mA,
- sur la portée 10 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 10-20-30-40-50-60-70-80 mA,
- sur la portée 100 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 100-200-300-400-500-600-700-800 mA.
Avec le commutateur V/div. sur 0,2 V/div., comme le montre la figure 38, vous aurez sur l’axe Y les échelles suivantes :
- sur la portée 1 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 2-4-6-8-10-12-14-16 mA,
- sur la portée 10 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 20-40-60-80-100-120-140-160 mA,
- sur la portée 100 mA/div., vous lirez sur l’axe Y un courant de collecteur de 200-400-600-800-1 000-1 200-1 400-1 600 mA.
La possibilité de faire varier avec une extrême facilité la sensibilité de l’oscilloscope vous permet de visualiser n’importe quel type de courbe.

Comment relier le traceur de courbe ?
Pour relier le traceur de courbe à l’oscilloscope, il faut seulement deux petits câbles coaxiaux d’un mètre de long environ pourvus aux extrémités de deux fiches BNC, à insérer sur les prises BNC du panneau arrière du traceur de courbe et sur les prises BNC XY de l’oscilloscope. Si par erreur vous intervertissez ces cordons, vous verrez apparaître à l’écran les courbes dans le sens vertical au lieu du sens horizontal normal et pour résoudre le problème vous n’aurez qu’à intervertir les deux BNC sur l’oscilloscope.

Les commandes en face avant du traceur de courbe
En face avant du traceur de courbe, comme le montre la figure 1 (1ère partie : L’analyse théorique.), on trouve 2 commutateurs, 3 inverseurs et 3 douilles C-B-E, soit collecteur, base, émetteur. Le film de la face avant indique en correspondance des 3 douilles comment relier les 3 pattes D-G-S d’un FET au traceur de courbe : le drain du FET va à la douille C, la gâchette va à B et la source va à E.
Parmi les 3 inverseurs, le premier à gauche, ON/OFF, est l’interrupteur de M/A servant à mettre le traceur de courbe sous tension (elle a lieu tout de suite), ce qui illumine la LED. Le deuxième, TR/FET, sert à préparer le traceur de courbe à donner les courbes d’un transistor ou celles d’un FET. Le troisième, PNP/NPN, sert à le préparer à donner les courbes d’un transistor PNP ou NPN.
En regardant cette face avant, comme le montre la figure 1, on trouve aussi un premier commutateur, Courant de base, donnant des courants de 1 μA à 20 mA : ce commutateur à 12 positions permet de sélectionner les courants de base du transistor dont vous voulez voir les courbes à l’écran.
Quand vous voulez tester un transistor dont vous ignorez les caractéristiques, il faut toujours mettre ce commutateur sur 1 μA. Le second commutateur, Courant de collecteur, n’a que 3 positions 1-10-100 mA et, quand on veut tester un transistor, il faut toujours le positionner sur 1 mA.

Figure 36 : Bouton du commutateur V/div. du canal CH2 sur 50 mV, on obtient sur l’axe vertical ces 3 échelles de courant différentes. Si vous placez le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe sur 1 mA/div., vous obtenez un courant de collecteur de 0,5 mA par carreau. Si en revanche vous le placez sur 10 mA/div., vous obtenez un courant de 5 mA par carreau. Si, enfin, vous le placez sur 100 mA/div., vous obtenez un courant de 50 mA par carreau.

Figure 37 : Bouton du commutateur V/div. du canal CH2 sur 0,1 V, on peut sélectionner ces 3 échelles de courant différentes sur l’axe vertical. Si vous placez le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe sur 1 mA/div., vous obtenez un courant de collecteur de 1 mA par carreau. Si en revanche vous le placez sur 10 mA/div., vous obtenez un courant de 10 mA par carreau. Si, enfin, vous le placez sur 100 mA/div., vous obtenez un courant de 100 mA par carreau.

Figure 38 : Bouton du commutateur V/div. du canal CH2 sur 0,2 V, on peut sélectionner sur l’axe vertical ces 3 échelles de courant différentes. Si vous placez le bouton de Courant de collecteur du traceur de courbe sur 1 mA/div., vous obtenez un courant de collecteur de 2 mA par carreau. Si en revanche vous le placez sur 10 mA/div., vous obtenez un courant de 20 mA par carreau. Si, enfin, vous le placez sur 100 mA/div., vous obtenez un courant de 200 mA par carreau.

Il vous faut maintenant quelques transistors
Procurez-vous quelques transistors bien choisis afin de vous entraîner à en tracer les courbes. Il vous faut un FET type N 2N5247 : la figure 39 en donne le brochage drain-source-gachette. Il vous faut également un NPN BC237, BC173 ou BC547 : la figure 39 en donne le brochage émetteur-base-collecteur.
Enfin un PNP BC308, BC638 ou BC2906 : la figure 39 en donne le brochage émetteur-base-collecteur.

Figure 39 : Pour tester le traceur de courbe, nous avons besoin d’un FET type N 2N5247, d’un NPN BC237, BC173 ou BC547 et d’un PNP BC308, BC638 ou BC2906, dont voici les brochages DGS et EBC.

La mesure d’un transistor NPN
Prenez le transistor NPN et, avant de connecter les 3 pattes EBC à l’entrée du traceur de courbe, exécutez ces opérations :
- Mettez l’inverseur TR/FET sur TR.
- Mettez l’inverseur PNP/NPN sur NPN, car votre transistor d’essai en est un.
- Mettez le commutateur rotatif Courant de base sur la portée 5 μA (deuxième position à gauche en partant du bas), comme le montre la figure 1.

Note : si le premier des 7 tracés en partant du bas n’est pas stable dans sa partie initiale, sachez que cela correspond à une tension de collecteur de 1 V environ et à un courant de base infime et, vous le savez, cela est typique d’un transistor en limite de conduction. Si vous mettez Courant de base sur 10 μA, le défaut disparaît.

- Mettez le bouton Courant de collecteur sur 1 mA/div., car votre transistor est de faible puissance.
- Mettez le commutateur V/div. du canal Y de l’oscilloscope sur 0,5 V, comme le montre la figure 40.
Le traceur de courbe et l’oscilloscope étant sous tension, vous voyez à l’écran 7 tracés pouvant être très rapprochés, comme le montre la figure 43. Pour les espacer, vous devez simplement augmenter la sensibilité de l’entrée Y de l’oscilloscope. Pour augmenter la sensibilité de l’oscilloscope, vous devez mettre le bouton V/div.
du canal Y (CH2), initialement placé sur la portée 0,5 V, sur 0,2 V. Ce faisant vous voyez les 7 tracés s’espacer, comme le montre la figure 44.
Faites bien attention de ne pas trop augmenter la sensibilité de l’oscilloscope, car vous provoqueriez l’exode hors écran des courbes, comme le montre la figure 45.

Note : si les pattes EBC ne se connectent pas correctement sur les douilles d’entrée du traceur de courbe, ou si vous mettez l’inverseur PNP/NPN sur la mauvaise position par rapport au transistor en examen, les 7 tracés n’apparaissent pas. Contrôlez donc toujours bien les connexions EBC et la position de l’inverseur PNP/NPN, car ne voyant pas les courbes vous pourriez penser que le transistor essayé est hors d’usage.

La mesure d’un transistor PNP
Prenez le transistor PNP et, avant de connecter les 3 pattes EBC à l’entrée du traceur de courbe, exécutez ces opérations :
- Mettez l’inverseur TR/FET sur TR.
- Mettez l’inverseur PNP/NPN sur PNP, car votre transistor d’essai en est un.
- Mettez le commutateur rotatif Courant de base sur la portée 5 μA.
- Mettez le bouton Courant de collecteur sur 1 mA/div., car votre transistor est de faible puissance.
- Mettez le commutateur V/div. du canal Y de l’oscilloscope sur 0,5 V, comme le montre la figure 40.
Le traceur de courbe et l’oscilloscope étant sous tension, si vous voyez à l’écran 7 tracés très rapprochés, comme le montre la figure 43, vous devez simplement mettre le bouton V/div. sur 0,2 V.

La mesure d’un FET
Prenez le FET type N et, avant de connecter les 3 pattes DSG à l’entrée du traceur de courbe, exécutez ces opérations :
- Mettez l’inverseur TR/FET sur FET.
- Mettez l’inverseur PNP/NPN sur NPN.

Note : l’inverseur doit toujours être dans cette position, car le traceur de courbe mesure les FET type N, les plus largement répandus dans le commerce.

- Mettez le commutateur rotatif Courant de base sur la portée 20 μA.
- Mettez le bouton Courant de collecteur sur 1 mA/div.
- Mettez le commutateur V/div. du canal Y (CH2) 0,2 V.
Le traceur de courbe et l’oscilloscope étant sous tension, vous voyez apparaître à l’écran 8 tracés, comme le montre la figure 4 (dans la première partie de l’article). Dans la troisième partie, nous verrons pourquoi on obtient 8 courbes au lieu de 7 pour les transistors.

Figure 40 : Si vous voulez tester tout de suite un transistor, mettez le bouton de Courant de collecteur sur 1 mA/div. (figure 36), celui du commutateur V/div. du CH2 sur 0,5 V et, enfin, le sélecteur d’entrée sur DC.

Figure 41 : Photo d’un des prototypes dans son boîtier plastique. Les deux prises BNC AXE Y et AXE X, comme le montre la figure 42, vont aux entrées XY de l’oscilloscope par deux câbles coaxiaux dotés chacun de deux fiches BNC.

Figure 42 : Les sorties AXE Y et AXE X du traceur de courbe vont aux entrées de l’oscilloscope réglé sur XY, comme le montre la figure 35. Si vous intervertissez X et Y, vous verrez les tracés disposés verticalement au lieu d’horizontalement.

Figure 43 : Si le commutateur V/div. du CH2 est sur une sensibilité moyenne, 0,2 V par exemple, vous verrez 7 tracés à l’écran, mais trop serrés donc peu lisibles.

Figure 44 : Si le commutateur V/div. du CH2 est sur une sensibilité faible, 0,5 V par exemple, vous verrez 7 tracés à l’écran uniformément espacés.

Figure 45 : Si le commutateur V/div. du CH2 est sur une sensibilité maximale, 0,1 V par exemple, vous verrez les tracés supérieurs sortir de l’écran.

Figure 46 : Photo d’un des prototypes de l’appareil prêt à être utilisé, mais couvercle déposé. Quand vous monterez les 3 douilles bananes en face avant, n’oubliez pas de placer derrière le panneau métallique les rondelles plastiques isolantes (avant de visser les écrous), sans cela elles seraient toutes les trois en court-circuit.

Conclusion et “à suivre”
Nous avons voulu, au cours de cette deuxième partie, vous donner un certain nombre d’informations qui vous permettront, en attendant la troisième, de vous entraîner à trouver les caractéristiques de nombreux semiconducteurs.
En effet, par la suite, nous reprendrons cette initiation à la mesure et à la visualisation des courbes caractéristiques des semiconducteurs et nous vous ferons découvrir, au-delà des transistors et des FET, les thyristors et les triacs.
Puis nous essaierons de vous apprendre à interpréter leurs courbes, à choisir le point de repos selon des critères rationnels et à calculer le circuit de charge et de polarisation d’un transistor.

1ère partie : L’analyse théorique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un traceur de courbe pour transistors, FET, thyristors, etc. 1ère partie : L’analyse théorique.

2012-01-18T08:00:00.019Z

L’appareil de mesure présenté ici permet de visualiser à l’écran de tout oscilloscope la courbe caractéristique d’un transistor NPN ou PNP, d’un FET et même d’un thyristor et d’un triac. Cette première partie vous en propose l’analyse théorique approfondie, la deuxième vous dira comment le réaliser et une autre vous expliquera, de manière très détaillée, comment l’utiliser correctement.

Si nous consultons le «data sheet» (recueil des caractéristiques des semiconducteurs) de n’importe quel constructeur, afin de trouver les données qui nous intéressent à propos d’un des transistors qu’il fabrique, nous nous retrouvons au milieu d’un lassis de lignes courbes : elles partent d’un point bien défini pour s’ouvrir ensuite en éventail, comme le montre la figure 2. Si nous cherchions alors, par curiosité, ce qu’il en est pour un autre transistor, afin de comparer les deux courbes, nous verrions qu’elles se ressemblent, mais qu’elles ne sont pas cependant identiques. Si ensuite, en feuilletant le recueil, nous allions voir du côté d’un transistor de puissance, nous nous rendrions compte facilement que le dessin de sa courbe est totalement différent de celui d’un transistor de faible puissance (figure 3). Et si enfin nous essayions de trouver aussi les caractéristiques d’un FET, nous serions confrontés à une courbe absolument différente (figure 4). En considérant que les courbes diffèrent d’un semiconducteur à un autre, on pourrait affirmer paradoxalement qu’il en va de même que pour les empreintes digitales !
Mais au fait, à quoi servent ces courbes et comment peut-on les visualiser ? Avant tout ces courbes servent à polariser de manière correcte un transistor, afin qu’il puisse fournir à sa sortie un signal amplifié sans aucune distorsion et pour pouvoir les visualiser il faut un instrument de labo appelé «traceur de courbe».

Notre réalisation
Etant donné que l’on trouve difficilement un magasin d’électronique vendant des traceurs de courbe, nous vous proposons d’en construire un de qualité professionnelle tout en restant abordable pour l’amateur. Nous vous expliquerons non seulement comment le construire (ce sera l’objet de la deuxième partie de l’article), mais aussi comment procéder pour visualiser les courbes et surtout comment les interpréter (dans une troisième partie et pourquoi pas au-delà, puisque notre vocation pédagogique ne vous a pas échappé ?). Mais en attendant, dès ce premier article, nous allons théoriser quelque peu sur les caractéristiques des transistors, bien sûr et sur le fonctionnement de ce traceur de courbe.

Figure 1 : Photo de l’appareil complet dans son boîtier plastique. Les pattes du transistor, du FET, d’un thyristor ou d’un triac, saisies par la pince croco, sont reliées par des fiches bananes aux douilles CBE.

Une rampe en escaliers et une en dents de scie
Pour trouver les courbes caractéristiques d’un transistor ou d’un quelconque autre semiconducteur, il faut deux rampes : une en escaliers et une autre en dents de scie, comme le montre la figure 5. Comme ces rampes doivent être synchronisées mutuellement, nous prélevons les impulsions d’horloge sur le même oscillateur qui, pour nous dans ce montage, se compose des deux NAND IC1-A et IC1-B.
La première rampe, constituée de 7 escaliers, sert à faire varier le courant de base du semiconducteur dont nous voulons tracer la courbe. La rampe en dents de scie sert en revanche à faire varier la tension sur le collecteur du semiconducteur étudié. Etant donné que la rampe en escaliers est parfaitement synchronisée avec la rampe en dents de scie, pendant un temps très bref, où l’escalier reste sur un des 7 niveaux, la tension de la rampe en dents de scie passe de son niveau minimal à son niveau maximal (figure 5), produisant ainsi 7 courbes indiquant comment varie le courant de collecteur quand le collecteur de base varie aussi (figure 6).
Ceci établi, nous pouvons passer à l’analyse du schéma électrique de la figure 9 et découvrir comment on peut obtenir de telles courbes.

Figure 2 : Si, sur les douilles CBE, nous appliquons les pattes d’un transistor, nous voyons à l’écran de l’oscilloscope une série de courbes différentes selon le type de transistor examiné.

Figure 3 : Nous avons reporté figure 2 les courbes d’un transistor de faible puissance, alors qu’ici nous donnons à voir la courbe d’un transistor de moyenne puissance, afin que vous puissiez faire la différence.

Figure 4 : Contrairement aux figures 2 et 3, cette courbe comporte 8 traces au lieu de 7, car elle est produite par un FET et non par un transistor. Les pattes DGS sont à relier aux douilles CBE.

Figure 5 : Pour réaliser un traceur de courbe, il faut deux rampes parfaitement synchrones. La rampe en escaliers, en haut, sert à produire les 7 traces correspondant aux courants de base, alors que la rampe en dents de scie sert à effectuer le balayage de la tension de collecteur.
Dans le schéma électrique de la figure 9, nous avons indiqué l’étage produisant la rampe en escaliers et celui de la rampe en dents de scie.

Figure 6 : Les courbes obtenues en contrôlant un transistor quelconque, nous permettent d’étudier comment varie le courant de collecteur en fonction de la variation du courant de base. Comme le montre la figure, le courant de collecteur est reporté sur l’axe Vertical et les 7 valeurs du courant de base sont représentées par autant de courbes Ib1 à Ib7. Sur l’axe horizontal en revanche est visualisé le balayage de la tension de collecteur.

Le schéma électrique du traceur de courbe
Afin de rendre ce schéma électrique de la figure 9 facilement compréhensible, nous l’avons divisé en 3 étages :
- Etage de la rampe en escaliers.
- Etage de la rampe en dents de scie.
- Etage de sortie axes X et Y pour l’oscilloscope.
Il va de soi qu’à ces 3 étages il faut ajouter l’étage d’alimentation constitué des deux circuits intégrés régulateurs IC9 et IC10.
Pour la description, partons de la NAND IC1-A en haut à gauche : elle est montée en oscillateur pour le production d’une onde carrée de 280 Hz.
La deuxième NAND IC1-B, montée en inverseur, nettoie le signal à ondes carrées produit par IC1-A lequel est ensuite appliqué directement à l’entrée de IC2 et, à travers C9, sur la troisième NAND IC1-C, située dans l’étage du dessous qui, nous y viendrons plus loin, est utilisé pour produire la rampe en dents de scie. L’onde carrée de 280 Hz, appliquée sur la broche 2 de IC2, un CMOS CD4520, produit sur les broches de sortie 3, 4 et 5 de ce même circuit intégré, 7 combinaisons binaires différentes, transformées par le circuit des résistances R2, R3, R4, R5, R6 et R7 en autant de valeurs de tension croissantes.
En fait, à l’entrée non inverseuse 5 du premier amplificateur opérationnel IC3-A arrive une rampe à 7 escaliers (figure 7) ayant ces valeurs de tension :
1,85 V positif pour le 1° escalier
3,70 V positif pour le 2° escalier
5,55 V positif pour le 3° escalier
7,40 V positif pour le 4° escalier
9,25 V positif pour le 5° escalier
11,10 V positif pour le 6° escalier
12,95 V positif pour le 7° escalier.
L’amplificateur opérationnel IC3-A, ayant un gain de 1 (c’est-à-dire qu’on ne gagne rien car x 1 une valeur ne l’augmente pas), est utilisé seulement comme étage séparateur : donc sur sa broche de sortie 7 sont présentes les mêmes valeurs de tension que sur l’entrée non inverseuse 5, ces valeurs sont appliquées à l’inverseur RL1-A (côté indiqué PNP) lequel, comme vous l’avez deviné, symbolise les contacts présents à l’intérieur du double relais RL1.
En regardant attentivement le schéma électrique, vous voyez que la broche de sortie 7 du premier amplificateur opérationnel IC3-A est reliée, par R8, à l’entrée inverseuse 2 du second amplificateur opérationnel IC3-B. Ce dernier amplificateur opérationnel a aussi un gain de 1, mais étant monté en étage inverseur, il transforme la rampe positive (figure 7) en une identique rampe négative (figure 8), ayant ces valeurs de tension :
1,85 V négatif pour le 1° escalier
3,70 V négatif pour le 2° escalier
5,55 V négatif pour le 3° escalier
7,40 V négatif pour le 4° escalier
9,25 V négatif pour le 5° escalier
11,10 V négatif pour le 6° escalier
12,95 V négatif pour le 7° escalier.
Cette rampe négative est prélevée sur la broche de sortie 1 de IC3-B et appliquée sur l’inverseur RL1-A (côté indiqué NPN) lequel, nous l’avons vu, correspond à RL1. La rampe positive est utilisée pour tester tous les transistors PNP et FET, alors que la rampe négative est utilisée pour tester tous les transistors NPN. La rampe, positive ou négative, prélevée à la sortie de IC3-A ou de IC3-B par l’intermédiaire de RL1-A, est envoyée à l’inverseur S3-B. Quand l’inverseur S3-B est en position TR, nous avons la possibilité de prélever, selon l’état du contact de RL1-A, une rampe positive ou bien une rampe négative.
Si l’inverseur S3-B est en position FET, c’est uniquement une rampe positive que est prélevée, quelle que soit la position de RL1-A. Du commun de l’inverseur S3-B, la rampe est appliquée au trimmer R11, servant au moment du réglage à obtenir sur TP1 une rampe à 7 escaliers éloignés entre eux de 1 V, comme le montre la figure 10. Cette rampe calibrée est appliquée à travers R12 à l’entrée inverseuse 2 de l’amplificateur opérationnel IC4-B lequel, avec l’amplificateur opérationnel IC4-A et les deux transistors TR1 et TR2, constitue un parfait générateur de courant constant utilisé pour polariser la base du transistor dont nous voulons tracer la courbe. Le commutateur S1 à 12 positions permet d’appliquer sur la base du transistor 12 valeurs de courant différentes, se répartissant ainsi :
1 μA
5 μA
10 μA
20 μA
50 μA
100 μA
200 μA
500 μA
1 mA
5 mA
10 mA
20 mA
Quand, dans les articles suivants (troisième partie et peut-être les suivantes), nous vous expliquerons comment utiliser votre traceur de courbe, vous comprendrez comment sont choisies ces valeurs de courant.
Pour le moment, vous devez vous contenter de savoir que ces courants vous permettront de tester n’importe quel type de transistor, de FET ou de MOSFET, qu’ils soient de faible, de moyenne ou de for te puissance.
Etant donné qu’à l’écran de l’oscilloscope apparaîtront toujours 7 traces (on dit aussi tracés), nous pouvons déjà vous dire que si vous choisissez un courant de 1 μA, la base sera excitée avec ces courants (figure 11) :
1° trace = la base est excitée avec 1 μA
2° trace = la base est excitée avec 2 μA
3° trace = la base est excitée avec 3 μA
4° trace = la base est excitée avec 4 μA
5° trace = la base est excitée avec 5 μA
6° trace = la base est excitée avec 6 μA
7° trace = la base est excitée avec 7 μA
Si en revanche vous choisissez un courant de 50 μA, la base sera excitée avec ces différentes valeurs de courant (figure 12) :
1° trace = la base est excitée avec 50 μA
2° trace = la base est excitée avec 100 μA
3° trace = la base est excitée avec 150 μA
4° trace = la base est excitée avec 200 μA
5° trace = la base est excitée avec 250 μA
6° trace = la base est excitée avec 300 μA
7° trace = la base est excitée avec 350 μA.
Nous pouvons maintenant passer à la description du deuxième étage, il se trouve au dessous du précédent, servant à obtenir la rampe en dents de scie, comme le montre la figure 15.
Sur la broche de sortie 11 de la NAND IC1-B, à la sortie de l’étage oscillateur IC1-A, nous prélevons par C9 l’onde carrée de 280 Hz (figure 16) et l’appliquons à l’entrée da la NAND déclenchée IC1-C montée en inverseur. C9 et R17, sur l’inverseur IC1-C, transforment l’onde carrée de 280 Hz en une série d’impulsions, placées en correspondance de chaque front de descente de l’onde carrée (figure 16). Par conséquent, sur la broche de sortie 3 de l’inverseur IC1-C nous retrouvons une série d’impulsions de durée très brève, environ 20 μs. Ces impulsions sont utilisées pour piloter le circuit composé du NPN TR3 et du PNP TR4. Comme le montre la figure 9, les collecteurs de ces derniers alimentent C11 en un courant constant permettant d’avoir une rampe en dents de scie parfaitement linéaire. Initialement C11 est chargé en courant constant par le PNP TR3 puis, quand survient une impulsion de C9, il est brusquement déchargé à travers le NPN TR4, comme le montre la figure 16, puis recommence à se charger en courant constant pour ensuite se décharger derechef quand l’impulsion suivante arrive. C’est cette charge et décharge continuelles de C11 qui produit la rampe en dents de scie que nous voulions obtenir. Le trimmer R20, relié à l’émetteur de TR3, permet de faire varier l’intensité du courant fourni au condensateur pendant le temps de charge, ce qui permet de faire varier l’amplitude de la tension maximale du condensateur et donc de la rampe.
Grâce à quoi, au moment du réglage, il sera possible d’effectuer la retouche nous permettant d’obtenir en sortie une rampe de 10 V d’amplitude. La durée du temps de charge de C11 est constante et égale au temps séparant la première et la seconde impulsion arrivant sur l’inverseur IC1-C et, pratiquement, cela correspond à la durée se déroulant entre les deux fronts de descente de l’onde carrée de l’horloge (figure 16).
Nous pouvons donc tranquillement affirmer que la rampe en dents de scie est parfaitement synchrone avec la rampe un gain de 1 (soit x 1, un gain nul en somme), est utilisé uniquement comme étage séparateur. Sur sa broche de sortie 7, nous retrouvons donc la même rampe que celle présente à l’entrée non inverseuse 5, appliquée sur l’inverseur RL1-B (côté indiqué NPN), soit pratiquement sur les contacts du double relais RL1. Etant donné que la broche de sortie 7 de IC5-A est aussi reliée, par R23, à l’entrée inverseuse 2 de l’amplificateur opérationnel IC5-B, monté en étage inverseur, ce dernier transforme la rampe positive en une identique rampe négative. Celle-ci est ensuite prélevée sur la broche de sortie 1 de IC5-B et appliquée sur l’inverseur RL1-B (côté indiqué PNP) lequel, on l’a dit, correspond à RL1. Dans cet étage la rampe positive est utilisée pour tester les transistors NPN et les FET, alors que la rampe négative sert à tester tous les transistors PNP.
La rampe en dents de scie sélectionnée par l’intermédiaire de l’inverseur RL1-B, est ensuite envoyée vers un étage amplificateur constitué de l’amplificateur opérationnel IC6 et de deux transistors NPN TR5 et PNP TR6 montés en symétrie complémentaire pour obtenir en sortie une rampe positive ou une rampe négative à envoyer sur le collecteur du transistor en examen. Le commutateur à 3 positions S2-A, couplé au second commutateur S2-B, permet de limiter le courant entre collecteur et émetteur à une valeur maximale de 1 A pour les transistors de faible et moyenne puissances et de 2 A pour les transistors de forte puissance.

Figure 7 : Pour tester les transistors PNP, il faut une rampe à 7 escaliers positive, prélevée à la sortie de IC3-A (figure 9).

Figure 8 : Pour tester les transistors NPN, il faut une rampe à 7 escaliers négative, prélevée à la sortie de IC3-B (figure 9).

Figure 9 : Schéma électrique du traceur de courbe avec son étage d’alimentation fournissant une tension double symétrique 2 x 15 V.
Les deux relais 12 V 2 contacts, en bas à droite, permettent d’effectuer la commutation de NPN à PNP et vice versa, grâce à l’inverseur S4 situé en face avant.

Liste des composants
R1 = 39 kΩ
R2 = 20 kΩ 1%
R3 = 20 kΩ 1%
R4 = 20 kΩ 1%
R5 = 10 kΩ 1%
R6 = 10 kΩ 1%
R7 = 20 kΩ 1%
R8 = 10 kΩ
R9 = 4,7 kΩ
R10 = 10 kΩ
R11 = 10 kΩ trimmer
R12 = 100 kΩ
R13 = 100 kΩ
R14 = 100 kΩ
R15 = 100 kΩ
R16 = 10 Ω
R17 = 10 kΩ
R18 = 10 kΩ
R19 = 10 kΩ
R20 = 10 kΩ trimmer
R21 = 3,3 kΩ
R22 = 10 kΩ
R23 = 10 kΩ
R24 = 4,7 kΩ
R25 = 10 kΩ
R26 = 10 kΩ
R27 = 10 kΩ
R28 = 10 kΩ
R29 = 1 Ω
R30 = 1 Ω
R31 = 10 Ω
R32* = 1 MΩ
R33* = 100 kΩ
R34* = 100 kΩ
R35* = 100 kΩ
R36* = 100 kΩ
R37* = 100 kΩ
R38* = 10 kΩ
R39* = 10 kΩ
R40* = 10 kΩ
R41* = 10 kΩ
R42* = 10 kΩ
R43* = 1 kΩ
R44* = 1 kΩ
R45* = 1 kΩ
R46* = 100 Ω
R47* = 100 Ω
R48* = 100 Ω
R49* = 100 Ω
R50* = 100 Ω
R51 = 10 kΩ
R52* = 4,7 Ω 5 W
R53* = 10 Ω 5 W
R54 = 10 kΩ
R55 = 10 kΩ
R56 = 4,7 kΩ
R57 = 10 kΩ
R58 = 1 kΩ
R59* = 10 Ω 1/2 W
R60* = 1 Ω 1/2 W
R61* = 0,1 Ω 1/2 W
R62 = 10 kΩ
R63 = 1 010 Ω 1%
R64 = 9 090 Ω 1%
R65 = 10 kΩ
R66 = 4,7 kΩ
R67 = 10 kΩ
R68 = 1 kΩ
R69 = 2,2 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
C5 = 22 pF céramique
C6 = 100 nF polyester
C7 = 100 nF polyester
C8 = 100 nF polyester
C9 = 1,5 nF polyester
C10 = 100 nF polyester
C11 = 100 nF polyester
C12 = 100 nF polyester
C13 = 22 pF céramique
C14 = 100 nF polyester
C15 = 100 nF polyester
C16 = 100 nF polyester
C17 = 22 pF céramique
C18 = 100 nF polyester
C19 = 100 nF polyester
C20 = 100 nF polyester
C21 = 22 pF céramique
C22 = 1 nF céramique
C23 = 100 nF polyester
C24 = 100 nF polyester
C25 = 22 pF céramique
C26 = 22 pF céramique
C27 = 2 200 μF électrolytique
C28 = 2 200 μF électrolytique
C29 = 100 nF polyester
C30 = 100 nF polyester
C31 = 100 nF polyester
C32 = 100 nF polyester
C33 = 100 μF électrolytique
C34 = 100 μF électrolytique
RS1 = pont 100 V 1 A
DS1 = 1N4148
DS2 = 1N4148
DS3 = 1N4148
DS4 = 1N4148
DS5 = 1N4148
DS6 = 1N4148
DS7 = 1N4007
DS8 = 1N4007
DL1 = LED
TR1 = NPN ZTX653
TR2 = PNP ZTX753
TR3 = PNP BC557
TR4 = NPN BC547
TR5 = NPN BD241
TR6 = PNP BD242
IC1 = CMOS 4093
IC2 = CMOS 4520
IC3 = NE5532
IC4 = NE5532
IC5 = NE5532
IC6 = NE5532
IC7 = NE5532
IC8 = NE5532
IC9 = L7815
IC10 = L7915
T1 = Transfo 25 W sec. 17+17 V 0,8 A
RL1 = Relais 12 V 2 RT
RL2 = Relais 12 V 2 RT
S1* = Commutateur 1 voie 12 pos.
S2* = Commutateur 2 voies 3 pos.
S3-A = Double inverseur
S3-B = Double inverseur
S4 = Inverseur
S5 = Interrupteur

Sauf spécification contraire, toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Les composants marqués d’un astérisque (*) doivent être montées sur le petit circuit imprimé des commutateurs que vous verrez figures 20 et 21 dans la deuxième partie de l’article.

Figure 10 : Après avoir relié l’oscilloscope à TP1 (figure 9), nous devons régler le curseur du trimmer R11 de façon à obtenir une rampe à 7 escaliers, séparés par 1 V exactement. A l’écran de l’oscilloscope, une rampe de 8 traits est visualisée, comme le montre la photo.

Figure 11 : En plaçant le commutateur du courant de base, en face avant du traceur de courbe, en position 1 μA, nous obtenons 7 courbes séparées par 1 μA.

Figure 12 : Si nous plaçons le commutateur du courant de base sur la portée 50 μA, nous obtenons 7 courbes séparées, comme le montre la figure, par 50 μA.

Figure 13 : Si les 7 courbes sortent de la partie supérieure de l’écran, nous pouvons les ramener en tournant le bouton de déplacement vertical.

Figure 14 : Si en revanche les 7 courbes sortent sur le côté, nous pouvons les ramener en tournant le bouton de déplacement horizontal.

Figure 15 : Si nous relions l’oscilloscope à la douille C (collecteur), en face avant, nous devons tourner le curseur du trimmer R20 jusqu’à voir une rampe en dents de scie dont l’amplitude atteigne exactement 10 V en pic.

Figure 16 : La rampe en dents de scie est obtenue à partir de la fréquence d’horloge de 280 Hz présente sur la broche 11 de IC1-B. En correspondance avec chaque front de descente de l’horloge, sur la broche 3 de IC1-C, nous avons une impulsion utilisée pour obtenir la rampe en dents de scie.

La commutation de PNP à NPN
Sur nos premiers prototypes, la commutation de PNP à NPN s’effectuait par commutateurs rotatifs, mais en passant à la phase d’essai nous avons constaté que les longs fils utilisés pour relier les commutateurs au circuit imprimé étaient sources de perturbations et faisaient auto-osciller le circuit. Nous avons résolu le problème en utilisant deux relais à double contact (RL1 et RL2). En situant ces relais très près des points de commutation nous pouvons, avec un seul inverseur, S4, les exciter et les relaxer, effectuant ainsi les commutations nécessaires de NPN à PNP, mais avec pour avantage l’élimination de tous les problèmes que nous avions d’abord déplorés. Les deux relais utilisés fonctionnent sous une tension de 10 à 15 V et par conséquent, en les mettant en série, nous pouvons directement les alimenter avec la tension double –15 0 +15 V fournie par l’étage d’alimentation de la figure 9.

Les signaux pour l’oscilloscope
Arrivés à ce point de notre analyse, nous savons déjà que la rampe à 7 escaliers est reliée à la base du transistor en examen, alors que la rampe en dents de scie l’est à son collecteur.
Pour visualiser les courbes d’un transistor ou d’un FET, nous devons prélever les signaux sur les douilles XY et les appliquer sur les entrées XY d’un quelconque oscilloscope, comme le montre la figure 9, à droite. Précisément, le signal prélevé à la sortie X de IC7-B est visualisé sur l’axe horizontal, alors que le signal prélevé à la sortie Y de IC8-B est visualisé sur l’axe vertical.
Le signal pour l’entrée X est prélevé sur le curseur du commutateur S2-A et appliqué, par R54, à l’entrée non inverseuse 5 de l’amplificateur opérationnel IC7-A, monté en étage séparateur avec gain de 1. De la broche de sor tie 7, le signal est appliqué à l’inverseur RL2-A (côté indiqué NPN), lequel correspond aux contacts du double relais RL2. La broche de sortie 7 de IC7-A est aussi reliée, par R55, à l’entrée inverseuse 2 de l’amplificateur opérationnel IC7-B, monté en étage inverseur. Le signal est ensuite prélevé sur la broche de sortie 1 de IC7-B et appliqué sur l’inverseur RL2-A (côté indiqué PNP), lequel, on l’a vu, correspond au RL2. Le signal pour l’entrée Y est prélevé sur le commutateur S2-B et appliqué à l’entrée non inverseuse 5 de l’amplificateur opérationnel IC8-A par l’intermédiaire de R62. Etant donné que le signal prélevé sur le commutateur S2-B a une amplitude réduite, cet amplificateur opérationnel l’amplifie exactement 10 fois. De la broche de sortie 7 de IC8-A, le signal est ensuite appliqué sur l’inverseur RL2-B (côté indiqué NPN), qui est un des contacts de RL2. Comme le montre la figure 9, la broche de sortie 7 de IC8-A est aussi reliée, par R65, à l’entrée inverseuse 2 de IC8-B.
Le signal est ensuite prélevé sur la broche de sortie 1 de IC8-B et appliqué à l’inverseur RL2-B (côté indiqué PNP) lequel, comme nous l’avons dit déjà, correspond au RL2. Les 3 positions 1 mA, 10 mA et 100 mA du double commutateur S2-A et S2-B nous permettent de contrôler les transistors et FET de faible, moyenne et forte puissances.

L’étage d’alimentation
Pour alimenter ce traceur de courbe, il faut une tension double symétrique de 2 x 15 V (–15 0 +15 V) prélevée sur le circuit de la figure 9. Le circuit intégré régulateur IC9 7815 fournit la tension positive de 15 V, alors que le circuit intégré régulateur IC10 7915 fournit la tension négative de 15 V. Entre la branche de +15 V et la masse, nous avons inséré une LED DL1 indiquant, en s’allumant, que le traceur de courbe est alimenté.

Conclusion et A suivre
Cette première partie s’achève avec la fin de l’analyse approfondie du schéma électrique du traceur de courbe que la deuxième partie vous proposera de construire.

2ème partie : La réalisation pratique.
3ème partie : Le mode d’utilisation (1er volet : Transistors NPN et PNP).
3ème partie : Le mode d’utilisation (2ème volet : Gain et polarisation des transistors).
4ème partie : La droite de charge dans les transistors.
5ème partie : Tester les triacs et les thyristors.
6ème partie et fin : Tester les FET et les MOSFET.

Un vu-mètre stéréo pour automobile

2012-01-17T08:00:00.002Z

Figure 1 : Schéma électrique du vu-mètre stéréo pour automobile.

Ce vu-mètre permet d’afficher sur deux colonnes de LED les sorties BF d’un autoradio stéréo.
Le signal BF peut être prélevé directement sur la sortie des hautparleurs du canal droit et gauche. La description portera sur un seul canal, l’autre canal étant parfaitement identique.
Les deux entrées “canal droit” et “canal gauche” étant connectées sur les haut-parleurs, le signal BF traverse le condensateur électrolytique C2 et rejoint le potentiomètre R4, permettant de régler la sensibilité du vu-mètre.
Du curseur de ce potentiomètre, le signal BF rejoint, à travers la résistance R5, l’entrée non-inverseuse 3 de l’amplificateur opérationnel IC3-A, un LM358 utilisé comme redresseur.
La diode DS1 placée sur la patte d’entrée est nécessaire pour éliminer toutes les demi-onde négatives présentes sur le signal BF.
A la sortie de la diode DS2, nous obtenons une tension continue variable, qui respecte parfaitement l’amplitude du signal BF appliqué sur l’entrée de cet amplificateur opérationnel.
Cette tension variable est appliquée sur la patte d’entrée 5 du circuit intégré LM3915, référencé IC1, qui n’est autre qu’un voltmètre de précision dont l’affichage s’effectue sur 10 LED.
Le LM3915 permet un affichage de la tension en mode logarithmique idéal pour des signaux audio.
Avec des signaux faibles, seules les premières diodes LED s’allument, avec des signaux forts, toutes les LED s’allument.
L’interrupteur S2 met au + alimentation la patte 9 des deux circuits LM3915 ce qui permet d’avoir un allumage des LED sous la forme d’un ruban ou d’un point qui se déplace.
Pour régler ce vu-mètre, il suffit d’augmenter le volume de votre amplificateur à son maximum et d’ajuster R4 et R11 pour allumer les dix LED (faites ça en pleine campagne sinon vous risquez le haro des voisins !).
Pour simplifier le réglage de chaque barre de LED, connectez temporairement les deux sorties du montage sur le même haut-parleur (le droit et attention à la polarité).
En effet, le niveau de signal est différent sur le canal droit et sur le canal gauche (sinon, où serait la stéréo ?), ce qui rendrait difficile un équilibre.
Connectez ensuite chaque sortie sur le bon haut-parleur. Les LED, réagiront différemment selon le canal, ce qui est parfaitement normal.

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 1 kΩ
R3 = 560 Ω
R4 = 10 kΩ trimmer
R5 = 10 kΩ
R6 = 47 kΩ
R7 = 1,5 kΩ
R8 = 1,5 kΩ
R9 = 47 kΩ
R10 = 10 kΩ
R11 = 10 kΩ trimmer
C1 = 22 μF 25 V élec.tr
C3 = 1 μF 25 V électr.
C4 = 100 nF polyester
C5 = 100 nF polyester
C6 = 100 nF polyester
C7 = 1 μF 25 V électr.
C8 = 22 μF 25 V électr.
DS1 = 1N4148
DS2 = 1N4148
DS3 = 1N4148
DS4 = 1N4148
DL1-DL20 = LED rouges*
DL21 = LED verte
IC1 = LM3915
IC2 = LM3915
IC3 = LM358
S1 = Interrupteur
S2 = Interrupteur

* Les 3 premières LED de chaque série peuvent être vertes.

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du LM358 et du LM3915 vus de dessus.

Note : Attention de bien définir quel est le pôle recevant le signal sur chaque HP par rapport à son pôle de masse. Si vous connectez la masse du montage sur le pôle signal de votre HP, vous créerez un court-circuit qui pourrait être dommageable pour l’électronique de votre autoradio.

Attachez votre ceinture !

2012-01-16T08:00:00.002Z

Figure 1 : Schéma électrique du circuit de surveillance.

Certains d’entre vous se sont sans doute faits interpeller, lors d’un contrôle police, un jour où ils n’avaient pas attaché leur ceinture de sécurité.
Ils ont, ce jour-là, reçu une amande assez salée et vu s’entamer leur capital de points sur leur permis de conduire.
Comme c’est souvent le cas, la plupart d’entre nous n’attachent pas leur ceinture par simple négligence.
Dans certaines voitures récentes, ce fait est signalé par l’allumage d’un témoin lumineux. Nous avons pensé qu’il serait bon de permettre à ceux de nos lecteurs possédant une voiture moins récente, de bénéficier de ce dispositif.
Nous avons réalisé pour cela, un petit système très simple mais très efficace permettant de surveiller le bouclage de la ceinture du conducteur sur n’importe quel véhicule.
Comme on peut le voir sur le schéma électrique de la figure 1, pour réaliser ce montage, un seul circuit intégré a été utilisé, il s’agit d’un très commun CD4011, composé de quatre portes NAND à deux entrées et d’un transistor NPN, type BC547.
Les deux premières portes NAND IC1-A et IC1-B sont utilisées pour réaliser un oscillateur astable en mesure de fournir, sur la sortie de la porte NAND IC1-B, un signal carré dont la fréquence dépend de la capacité des deux condensateurs C2 et C3.
En réduisant la capacité de ces deux condensateurs, la diode LED DL1, clignote plus rapidement. Évidemment, une augmentation de la capacité produira l’effet inverse : un clignotement plus lent.
Les deux autres portes NAND IC1-C et IC1-D, sont utilisées comme inverseur, pour piloter la base du transistor NPN TR1 qui alimente la diode LED.
La diode DL1 ne clignote que lorsque l’interrupteur S2, qui physiquement se présente sous la forme d’une ampoule ILS (interrupteur à lame souple) a ses contacts ouverts.
Dès que les contacts de cet interrupteur sont fermés, la diode LED cesse de clignoter et s’éteint.
Il faut se procurer ce genre de contact ILS ainsi que son petit aimant de commande auprès de votre revendeur de composants électroniques habituel, tout en ayant à l’esprit de trouver le modèle le plus petit possible.
Pour cet interrupteur ILS, il faut un modèle dont les contacts sont ouverts au repos (le plus courant) et qui se ferment lorsqu’on approche un aimant et non un modèle dont les contacts sont fermés au repos et qui s’ouvrent à l’approche d’un aimant.
Comme vous pouvez le voir sur le dessin de la figure 3, l’interrupteur ILS et l’aimant sont fixés sur les supports de la ceinture à l’aide d’un peu de colle cyanoacrylate ou de colle contact.
Toutefois, avant de coller définitivement ces éléments, il convient de contrôler que l’aimant est suffisamment proche de l’interrupteur ILS pour permettre sont excitation lorsqu’on attache effectivement la ceinture.
Il faut signaler que la tension nécessaire au fonctionnement de ce dispositif doit être prélevée en un point où le + 12 volts est présent uniquement après la mise en place de la clef sur la position contact.
Bien entendu, cet appareil peut trouver de nombreuses autres applications dans l’automobile mais aussi en dehors du domaine de l’automobile : par exemple pour la détection de coffre ouvert, de portière ouverte, de porte de cave ouverte, de fenêtre ouverte, etc.

Liste des composants
R1 = 10 kΩ
R2 = 1 MΩ
R3 = 1 MΩ
R4 = 10 kΩ
R5 = 47 kΩ
R6 = 680 Ω
C1 = 100 nF polyester
C2 = 470 nF polyester
C3 = 470 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
C5 = 47 μF électrolytique
DS1-DS2 = Diodes 1N4148
DL1 = Diode LED
TR1 = Transistor NPN BC547
IC1 = Intégré CMOS 401
S1 = Interrupteur de la clé de contact
S2 = Relais reed (voir texte)

Figure 2 : Brochage du circuit intégré CD4011 vu de dessus, avec son repère de positionnement orienté vers la gauche, brochage du transistor BC547 vu de dessous et brochage de la LED.

Figure 3 : Comme le montre cette illustration, l’interrupteur ILS et l’aimant sont fixés par une goutte de colle à prise rapide sur les boîtiers présents aux extrémités de la ceinture de sécurité. Avant de coller définitivement ces deux éléments, nous vous conseillons de vérifier que lorsque la ceinture est effectivement bouclée, l’aimant est suffisamment proche de l’ampoule ILS pour pouvoir l’exciter convenablement.

Un amplificateur de signal pour mini caméra vidéo

2012-01-15T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’amplificateur de signal pour mini caméra vidéo et brochage des transistors NPN BC548 et PNP BC557 vus de dessous.

Si vous avez besoin de relier une mini caméra vidéo à un moniteur situé à une distance importante, le signal fourni par celle-ci est atténué par la longueur de câble et à l’écran vous ne voyez que des images “brumeuses” difficiles à lire. Il vous faut donc un amplificateur vidéo et celui que nous vous proposons ici de construire est fort simple, mais il vous permettra tout de même une longueur de câble de quelque 300 mètres.
Comme le montre le schéma électrique de la figure 1, il vous faut un transistor NPN BC548 ou équivalent et un PNP BC557 (ou 2N2907 ou un autre équivalent). Le circuit de cet amplificateur vidéo est alimenté avec une tension de 12 V s’abaissant à 11,3 V à cause de la diode DS5 en série destinée à protéger l’ensemble contre toute inversion accidentelle de la polarité.
La mini caméra vidéo étant alimentée en 9 V, les 3 diodes DS1, DS2 et DS3 en série dans la ligne 11,3 V opèrent une chute de tension presque idéale, en effet :
11,3 – (0,7 x 3) = 9,2 V
constituent une tension d’alimentation correcte pour la mini caméra vidéo.
Le montage est installé à l’intérieur d’un boîtier imperméable aux intempéries que l’on placera près de la caméra : un petit câble coaxial RG174 apporte le signal au moniteur.
Le trimmer R8 de 1 kilohm, relié entre l’émetteur de TR1 et le collecteur de TR2 sert à doser le gain.
Pour adapter l’impédance d’entrée de la caméra à 75 ohms, on utilise deux résistances R1 et R2 de 150 ohms en parallèle. Pour adapter l’impédance de sortie à 75 ohms aussi, on met deux résistances R10 et R11 de 150 ohms en parallèle.

Liste des composants
R1 = 150 Ω
R2 = 150 Ω
R3 = 4,7 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 1 kΩ
R5 = 1 kΩ
R6 = 330 Ω
R7 = 220 Ω
R8 = 1 kΩ trimmer
R9 = 330 Ω
R10 = 150 Ω
R11 = 150 Ω
C1 = 10 μF électr .
C2 = 10 μF électr.
DS1 = Diode 1N4007
DS2 = Diode 1N4007
DS3 = Diode 1N4007
DS4 = Diode 1N4148
DS5 = Diode 1N4007
TR1 = NPN BC548
TR2 = PNP BC557

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Un clignotant pour lampes en 230 volts

2012-01-14T08:00:00.005Z

Figure 1 : Schéma électrique du clignotant pour lampes 230 volts. Tous les composants présents sur la droite de l’optocoupleur OC1 sont reliés directement au secteur 230 volts, évitez donc de toucher le montage sous tension, au risque de recevoir une secousse dangereuse, sinon mortelle.

Ce petit montage simple, permet le clignotement, à vitesse variable, d’une ampoule alimentée directement en 230 volts.
Le montage est constitué par un multivibrateur astable réalisé avec un NE555 ce qui permet la variation du nombre d’éclats à l’aide du trimmer R3 relié entre ces pattes 2 et 6.
Lorsque le trimmer R3 est tourné sur sa résistance minimale, le nombre d’éclat est d’environ 15 par minute, lorsque sa résistance maximale est en fonction, le nombre d’éclats est d’environ 6 par minute.
Le fonctionnement de ce circuit se résume de la façon suivante : lorsque sur les pattes 2 et 6 du NE555 est présente une tension supérieure au 2/3 de la tension d’alimentation, la sortie (patte 3) passe au niveau logique bas (0 volt). De ce fait, la diode de l’optocoupleur OC1 est reliée à la masse.
Cette diode passe alors en conduction, excite le triac interne, lequel, à son tour, excite la gâchette du triac externe TRC1. Le triac TRC1 permet de commander l’allumage de la lampe reliée à son anode 2.
Simultanément à la patte 3, la patte 7 passe aussi au niveau 0, ce qui permet la décharge du condensateur électrolytique C2.
Lorsqu’aux bornes de C2 la tension atteint une valeur égale à 1/3 de la tension d’alimentation, la patte 3 de sortie du NE555 repasse au niveau logique 1, la diode de l’optocoupleur OC1 n’est plus alimentée et la lampe connectée au triac TRC1 s’éteint.
Comme la patte 7 est elle aussi portée au niveau logique 1, le condensateur C2 se recharge et lorsqu’à ses bornes la tension dépasse les 2/3 de la tension d’alimentation, la patte de sortie 3 passe de nouveau au niveau logique 0, allumant, de ce fait, la lampe connectée au triac TRC1.
La diode LED DL1, placée en série avec la diode de l’optocoupleur permet d’évaluer la cadence des éclats sans avoir besoin de connecteur une ampoule sur le triac. Pour ceux qui voudraient réduire le nombre d’éclats à la minute, il suffit uniquement d’augmenter la capacité du condensateur électrolytique C2.
Pour alimenter ce clignotant, il faut employer une tension continue stabilisée comprise entre 9 et 12 volts.

Liste des composants
R1 = 22 kΩ
R2 = 47 kΩ
R3 = 100 kΩ trimmer
R4 = 470 Ω
R5 = 150 Ω
R6 = 2,2 kΩ
R7 = 100 Ω 1/2 W
C1 = 470 μF 25 V élec.tr
C2 = 47 μF 25 V électr.
C3 = 10 nF polyester
C4 = 100 nF pol. 250 V
C5 = 100 nF pol. 250 V
DL1 = Diode LED
TRC1 = Triac 500 V 5 A
OC1 = Optocoupleur 3020
IC1 = Intégré NE555
S1 = Interrupteur

Sauf spécification contraire, toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du circuit intégré NE555, de l’optocoupleur MOC3020 vus de dessus, de la diode LED et du triac vus de face.

Attention ! Lors de la réalisation et de l’utilisation de ce clignotant, il faut tenir compte que tous les composants situés sur la droite de l’optocoupleur OC1 sont reliés à la tension du secteur 220 volts. Ainsi, tout contact avec les mains peut donc être dangereux.

Un exhausteur de basses

2012-01-13T08:00:00.004Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’exhausteur de basses.

Le circuit proposé est un petit montage permettant de renforcer toutes les fréquences super-basses. Le schéma représenté figure 1 fonctionnant en mono, il y a lieu de le doubler pour un fonctionnement en stéréo.
Le schéma est basé sur l’utilisation d’un double amplificateur opérationnel type TL082, référencé IC1/A et IC1/B.
Il est conseillé d’enfermer ce petit montage dans un coffret métallique faisant office de blindage afin d’éviter de capter les parasites et les ronflements dus au courant alternatif.
Il faut alimenter cet appareil avec une tension continue très bien filtrée, comprise entre 9 et 18 volts.

Liste des composants
R1 = 68 kΩ
R2 = 82 kΩ
R3 = 100 kΩ
R4 = 39 kΩ
R5 = 68 kΩ
R6 = 100 kΩ
R7 = 100 kΩ
R8 = 100 kΩ
C1 = 100 μF 25 V élec.tr
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 10 μF 25 V électr.
C5 = 18 nF polyester
C6 = 100 μF 25 V électr.
C7 = 100 nF polyester
C8 = 10 μF 25 V électr.
C9 = 18 nF polyester
C10 = 100 μF 25 V électr.
IC1 = Intégré TL082
S1 = Interrupteur

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du TL082 vu de dessus.

Un oscillateur à ondes triangulaires et carrées avec un NE555

2012-01-12T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’oscillateur à ondes triangulaires et carrées.

Si vous avez besoin de réaliser un oscillateur capable de fournir des signaux triangulaires et carrés et si en plus il reste dans vos “fonds de tiroirs” ne fut-ce qu’un exemplaire de l’illustrissime NE555, ce petit montage va vous intéresser.
Pour réaliser cet oscillateur très stable, on a ajouté à ce circuit intégré à tout faire un transistor PNP BC557 (tout aussi illustre) : le prix de revient de l’ensemble est des plus bas. Les signaux à onde carrée sortent par la broche 3 et les signaux à onde triangulaire sortent par les broches 6 et 2. Pour faire varier la fréquence produite par un tel oscillateur, il suffit de modifier la valeur de la résistance R2 reliée entre les broches 2 et 6 de IC1 et la base de TR1, ou bien celle du condensateur C2 relié entre base et masse (voir schéma électrique figure 1).
Avec une R2 de 5,6 kilohms et un C2 de 12 nF, on obtient en sortie une fréquence de 3 kHz. Pour d’autres valeurs de fréquences, vous pouvez utiliser la formule :
kHz = 1 800 : (R2 kilohms x C2 nF x Vcc)
où Vcc est la valeur de la tension utilisée pour alimenter le circuit. On obtient 3 kHz de fréquence de sortie avec une pile de 9 V légèrement déchargée, ce qui fait une tension de 8,9 V :
1 800 : (5,6 x 12 x 8,9) = 3,0 kHz.
Si ce circuit était alimenté avec une tension de 12 V, on obtiendrait en sortie une fréquence de :
1 800 : (5,6 x 12 x 12) = 2,23 kHz.
Etant donné que la tension d’alimentation influence considérablement la valeur de la fréquence, nous vous conseillons d’alimenter le montage avec une tension stabilisée.
Pour faire varier la valeur de la fréquence, on peut mettre en série avec R2 un trimmer R4 de 10 kilohms.

Liste des composants
R1 = 1 kΩ 1/4 W 5 %
R2 = 5,6 kΩ 1/4 W 5 %
R3 = 1,5 kΩ 1/4 W 5 %
R4* = 10 kΩ trimmer
C1 = 100 nF polyester
C2 = 12 nF polyester
TR1 = PNP BC557
IC1 = NE555
S1 = Interrupteur

*Voir texte.

Figure 2 : Brochages du circuit intégré NE555 vu de dessus et repère-détrompeur en U orienté vers la gauche et du transistor PNP BC557 vu de dessous.

Un final BF de puissance à 4 lampes

2012-01-11T08:00:00.002Z

Figure 1 : Schéma électrique du final BF de puissance à 4 lampes.

Si vous êtes un fana des lampes, en particulier en Hi Fi et que vous pouvez vous procurer une paire de doubles triodes ECC82 pour le pilote et une autre de pentodes EL34 pour le final, vous allez pouvoir, si vous nous suivez bien, réaliser cet amplificateur stéréo en classe A qui vous ravira les oreilles.
Le schéma électrique en est donné figure 1. Le circuit d’entrée différentielle utilise une double triode ECC82.
Les anodes d’une autre double triode ECC82 sont reliées au curseur du trimmer R6, utilisé pour symétriser le courant de consommation des deux lampes finales EL34.
Mais comment polariser les grilles des deux lampes finales avec une tension négative ? C’est très simple : sur les anodes des deux triodes ECC82 se trouve une tension positive de 74 V environ allant directement aux grilles des deux lampes finales à travers une résistance de 1 kilohm (R12 et R15). En regardant attentivement le schéma électrique de la figure 1, on peut voir que les deux cathodes des deux lampes finales sont reliées à la masse à travers deux résistances de 2,2 kilohms (R13 et R14) et, comme chaque lampe consomme au repos environ 38,5 mA, aux extrémités de ces résistances, on obtient une chute de tension pouvant être trouvée grâce à la formule :
Volts = (ohms x mA) : 1 000
et par conséquent, sur les cathodes de chaque lampe, on a une tension positive de :
(2 200 x 38,5) : 1 000 = 84,7 V
valeur que l’on peut arrondir à 85 V.
Etant donné que la tension de polarisation de grille se mesure entre ce point et la cathode, on peut affirmer que les grilles des lampes EL34 sont polarisées avec une tension négative de :
74 – 85 = –11 V.
Pour alimenter cet amplificateur, on se sert du schéma électrique de la figure 2 : l’alimentation fournit une tension positive de 390 V servant à alimenter toutes les lampes et une tension négative d’environ 150 V pour alimenter les cathodes de la double triode ECC82 utilisée comme symétriseur.
Précisons enfin que le transformateur T1 de sortie doit être de type ultra-linéaire comme celui que nous utilisons habituellement pour construire nos amplificateurs à lampes. Cela permet d’obtenir un signal avec une distorsion de l’ordre de 0,08%, sinon celle-ci pourra atteindre le 1%. De plus, contrôlez bien quel côté du secondaire va à la masse et quel côté va à la résistance R16 de 4,7 kilohms reliée à la cathode de la seconde triode V1 : en cas d’inversion, l’amplificateur auto-oscillerait.
Si vous constatiez cet inconvénient majeur, inversez les deux extrémités du secondaire : celui allant à la masse irait à R16 et vice versa.
Le signal maximum à appliquer à l’entrée est de 1,5 à 2 Vpp, ce qui donne, sur une charge de 8 ohms, une puissance de sortie de 14 W environ.
Pour régler le trimmer R6 placé sur les deux cathodes des ECC82 de l’étage pilote, il faut tourner le curseur jusqu’à lire une tension identique aux extrémités des deux résistances R13 et R14 de 2,2 kilohms placées sur les cathodes des lampes finales EL34. Par exemple, si aux extrémités d’une de ces deux résistances on trouve une tension de 83 V et sur l’autre 87 V, on doit tourner le curseur de R6 jusqu’à lire aux extrémités des deux résistances une tension de :
(83 + 87) : 2 = 85 V.

Liste des composants du final BF (figure 1)
R1 = 1 00 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 120 kΩ
R4 = 120 kΩ
R5 = 100 Ω
R6 = 220 Ω trimmer
R7 = 1 kΩ
R8 = 180 kΩ
R9 = 100 kΩ
R10 = 15 kΩ 1/2 W
R11 = 27 kΩ 1/2 W
R12 = 1 kΩ
R13 = 2,2 kΩ 3 W
R14 = 2,2 kΩ 3 W
R15 = 1 kΩ
R16 = 4,7 kΩ
R17 = 100 Ω 3 W
R18 = 100 Ω 3 W
C1 = 22 μF 450 V élec.t r
C2 = 47 μF 100 V électr.
C3 = 47 μF 100 V électr.
V1 = Lampe ECC82
V2 = Lampe ECC82
V3 = Lampe EL34
V4 = Lampe EL34
T1 = Transformateur de sortie ultralinéaire

Liste des composants de l’alimentation (figure 2)
R1 = 100 kΩ 2 W
R2 = 100 kΩ 2 W
R3 = 1 kΩ 2 W
C1 = 1 000 μF 400 V éle.c tr
C2 = 1 000 μF 400 V électr.
C3 = 1 000 μF 400 V électr.
C4 = 22 μF 450 V électr.
DZ1 = Zener 75 V 1 W
DZ2 = Zener 75 V 1 W
T1 = Transformateur 230 V sec. 270 V 200 mA 140 V 100 mA - 6,3 V 2A

Figure 2 : Schéma électrique de l’étage d’alimentation pour final à lampes, fournissant une tension positive d’environ 390 V pour alimenter toutes les lampes et une tension négative de 150 V pour alimenter les cathodes des double triodes ECC82.

Une alimentation universelle

2012-01-10T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’alimentation universelle et brochage du circuit intégré régulateur LM317 vu de face (attention : R étant reliée électriquement à la semelle métallique, cette dernière doit être isolée de l’éventuel dissipateur si celui-ci risque d’entrer en contact avec la masse).

Elle dérive de l’alimentation basée sur le régulateur positif variable LM317 et fournit en sortie des tensions stabilisées de 3, 4,5, 6, 9 et 12 V, soit les plus usitées dans les montages électroniques, d’où son nom un peu pompeux d’alimentation “universelle”.
La valeur de la tension de sortie dépend de celle de la résistance R2 insérée par le contacteur circulaire S2 entre la sortie R de IC1et la masse (schéma électrique figure 1). La formule permettant de calculer la tension de sortie en fonction de la résistance R2 est la suivante :
R2 = [(volts sortie : 1,25) –1] x 220.

Note : 220, dans cette formule, est la valeur de R1 placée en parallèle avec DS2 (voir schéma électrique).

La valeur calculée de R2 n’étant jamais normalisée, on doit mettre en série les valeurs normalisées comme ci-après :
3,0 volts = 150 + 150 ohms
(voir R2A et R2B)
4,5 volts = 470 + 100 ohms
(voir R2C et R2D)
6,0 volts = 560 + 270 ohms
(voir R2E et R2F)
9,0 volts = 680 + 680 ohms
(voir R2G et R2H)
12,0 volts = 1 500 + 390 ohms
(voir R2L et R2M).
Pour commuter ces 5 valeurs de R2 et de tensions nous avons utilisé un commutateur S2 à 5 positions.

Liste des composants
R1 = 220 Ω
R2A = 150 Ω
R2B = 150 Ω
R2C = 470 Ω
R2D = 100 Ω
R2E = 560 Ω
R2F = 270 Ω
R2G = 680 Ω
R2H = 680 Ω
R2L = 1,5 kΩ
R2M = 390 Ω
R3 = 1,5 kΩ
C1 = 2 200 μF électr olytique
C2 = 100 nF polyester
C3 = 220 μF électrolytique
C4 = 100 nF polyester
C5 = 220 μF électrolytique
RS1 = Pont redresseur 100 V 1 A
DS1 = Diode 1N4007
DS2 = Diode 1N4007
IC1 = LM317
T1 = Transformateur 25 W sec. 16 V 1 A
S1 = Interrupteur
S2 = Commutateur 1 circuit 5 positions

Conclusion
Avant de tourner le commutateur sur une nouvelle position de valeur de tension, nous vous conseillons d’éteindre l’alimentation avec S1, puis de tourner S2 sur la valeur voulue et enfin de rallumer l’appareil avec S1. Ainsi, vous donnerez aux condensateurs électrolytiques C3 et C5 la possibilité de se décharger, surtout quand vous voudrez passer de la tension maximale de 12,0 V à l’une des plus basses 4,5 ou 3,0 V. Rappelons enfin que le courant est limité à 1 A et qu’il peut être utile de doter le régulateur intégré d’un dissipateur ML26 lequel ne devra pas être relié électriquement à la masse, sauf si vous isolez la semelle métallique du circuit intégré du dissipateur avec un kit mica (rondelle épaulée en nylon, boulon 3MA, lame de mica pour TO220, graisse silicone blanche).

Un interrupteur crépusculaire pour automobile

2012-01-09T08:00:00.001Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’interrupteur crépusculaire.

Le but de cet appareil est d’automatiser la mise en fonctionnement des feux de position d’un véhicule, à la nuit tombée ou lors d’une baisse de luminosité en général (temps pluvieux, tunnel, etc.).
Avant de passer à l’examen du schéma électrique de la figure 1, il faut signaler que la tension de 12 volts nécessaire au fonctionnement de l’appareil doit être prélevée après le contact. Cela signifie que le 12 V ne sera disponible que lorsque la clef de contact est insérée et tournée.
Si ce n’était pas le cas, dès que la voiture serait parquée dans l’obscurité, même en plein jour (dans le garage par exemple), les feux de position s’allumeraient, déchargeant irrémédiablement la batterie avec les conséquences que vous imaginez.
Au regard du schéma électrique, on peut noter que la tension de 12 volts, passant au travers de la diode DS1, parvient au relais de 12 volts ainsi qu’à l’entrée du régulateur de tension IC1, un 78L05.
La tension stabilisée de 5 volts présente sur la patte de sortie est appliquée à travers la résistance R2 et le potentiomètre R1 sur la base du transistor TR1 et sur la photorésistance FR1. La résistance R2 de 4,7 kilohms empêche que le 5 volts ne se retrouve directement sur la base de TR1 lorsque le trimmer est à son minimum.
Lorsque la photorésistance est exposée à la lumière, sa résistance descend sur une valeur assez basse (quelques centaines d’ohms) et, dans ce cas, la base du transistor ne reçoit pas la tension de polarisation requise pour son déblocage, le relais reste donc au repos.
Par contre, si la photorésistance se trouve plongée dans l’obscurité, sa valeur grimpe aux alentours de 100 kilohms ou plus, ainsi, la tension présente sur la sortie du trimmer R1 peut atteindre la base de TR1 afin de la polariser.
De la sorte, le transistor devient conducteur, faisant coller le relais.
En conséquence, si on connecte en parallèle les contacts de ce relais sur l’interrupteur qui commande les veilleuses, celles-ci s’allumeront.
Le condensateur électrolytique C3 de 4 700 μF placé en parallèle sur la bobine du relais et sur la diode DS2 a pour fonction de retarder de quelques secondes la désexcitation du relais.
Ce condensateur est nécessaire afin d’éviter, lors d’un passage nuageux très bref ou lors du passage sous un tunnel, que le module soit activé et désactivé continuellement.
Le réglage de cet accessoire peut facilement être effectué de la façon suivante : Après avoir connecté la photorésistance près du pare-brise, il faut attendre l’obscurité de la nuit et, dès que vous jugez qu’il faut allumer les veilleuses, tournez lentement le trimmer R1, préalablement placé à mi-course, jusqu’au moment où le relais est excité.

Liste des composants
R1 = 220 kΩ trimmer
R2 = 4,7 kΩ 1/4 W
C1 = 100 μF 16 V électr.
C2 = 10 μF 16 V électr.
C3 = 4 700 μF 16 V électr.
TR1 = NPN BC337
IC1 = Régulateur 78L05
DS1 = 1N4007
DS2 = 1N4007
FR1 = Photorésistance quelconque
RL1= Relais 12 V 1 ou 2 RT

Figure 2 : Brochage du transistor et du régulateur vus de dessous.

Un clignotant à LED

2012-01-08T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique du clignotant à LED.

Les pratiquants du modélisme ont souvent besoin d’un circuit qui permette de faire clignoter deux LED.
Ce circuit, bâti autour du célèbre NE555 et de deux transistors NPN BC547, exécute cette fonction avec brio.
Le NE555 est monté en oscillateur en mesure de fournir, sur sa patte de sortie 3, un signal carré qui est ensuite acheminé grâce à deux interrupteurs (S1 et S2) sur les bases des deux transistors.
Les condensateurs électrolytiques C4 et C5 de 4,7 microfarads connectés aux résistances qui polarisent les bases, servent à créer une certaine inertie à l’extinction des LED.
Les valeurs de ces composants ne sont donc pas critiques, vous pouvez tester expérimentalement de les augmenter ou de les diminuer.
Pour modifier la vitesse de clignotement, il faut modifier la capacité du condensateur électrolytique C2, relié aux pattes 2 et 6 ainsi qu’à la masse du circuit intégré NE555.
Rappelons que les pattes les plus longue des LED, indiquées A (anode), sont reliées à la tension positive d’alimentation, les pattes les plus courtes, K (cathode), sont reliées respectivement aux résistances R6 et R11 qui, comme cela apparaît sur le schéma électrique, sont connectées au collecteur des transistors TR1 et TR2.
En réduisant la valeur de la capacité C2, la vitesse de clignotement augmente, en augmentant la valeur de C2, la vitesse diminue.
Le circuit peut être alimenté avec une tension continue non stabilisée comprise entre 6 et 12 volts.
S1 et S2 fermés, les deux LED clignotent en même temps. S1 fermé et S2 ouvert, seule la diode DL1 clignote. S2 fermé et S1 ouvert, c’est DL2 qui clignote à son tour.

Liste des composants
R1 = 15 kΩ
R2 = 820 kΩ
R3 = 47 kΩ
R4 = 47 kΩ
R5 = 33 kΩ
R6 = 100 Ω
R7 = 220 Ω
R8 = 47 kΩ
R9 = 47 kΩ
R10 = 33 kΩ
R11 = 100 Ω
R12 = 220 Ω
C1 = 47 μF électr olytique
C2 = 1 μF électrolytique
C3 = 100 nF polyester
C4 = 4,7 μF électrolytique
C5 = 4,7 μF électrolytique
DL1-DL2 = LED
TR1 = NPN BC547
TR2 = NPN BC547
IC1 = Intégré NE555
S1 = Interrupteur
S2 = Interrupteur

Figure 2 : Brochages du circuit intégré NE555 vu de dessus et du transistor NPN BC547 vu de dessous.

Un contrôle de tonalité à 3 voies

2012-01-07T08:00:00.004Z

Figure 1 : Schéma électrique du contrôle de tonalité à trois voies.

Le circuit intégré LF353 est un double amplificateur opérationnel avec entrée à FET très courant : si vous en avez au moins un au fond de votre tiroir, ce contrôleur de tonalité à 3 voies risque de vous intéresser doublement.
Il fonctionne d’ailleurs tout aussi bien avec un TL072, un μA772 ou un LM1558 : à vos tiroirs, donc.
Il s’agit d’un contrôle de tonalité actif à 3 voies fort simple que vous réussirez du premier coup. Le signal BF, appliqué sur les deux douilles d’entrée avec un câble blindé, est transféré par le condensateur électrolytique C1 de 10 μF sur l’entrée non inverseuse du premier amplificateur opérationnel IC1-A. Cet amplificateur opérationnel transforme à lui seul le signal à haute impédance en un signal à basse impédance, sans aucune amplification d’amplitude du signal appliqué à son entrée : le signal sortant de la broche 1 est donc identique à celui de l’entrée. A partir de cette broche de sortie, le signal est appliqué, à travers le condensateur électrolytique C2 de 4,7 μF, sur les 3 potentiomètres R3, R7 et R10.
R3, de 100 kilohms, sert à doser les signaux des basses. R7, de 100 kilohms aussi, les signaux des media. R10 enfin, de 470 kilohms, dose les signaux des aiguës.
Le signal prélevé sur les curseurs de ces trois potentiomètres est appliqué sur l’entrée inverseuse du second amplificateur opérationnel IC1-B et prélevé à sa sortie pour être transféré, toujours par câble blindé, sur l’entrée d’un étage préamplificateur ou d’un final de puissance. Afin d’obtenir une dynamique élevée, le circuit intégré est alimenté avec une tension double symétrique –15 V 0 +15 V, mais cela fonctionne encore bien avec une tension double symétrique de 2 x 9 V. Afin d’éviter toute auto-oscillation du circuit intégré, nous avons connecté entre les deux broches 8 et 4 d’alimentation et la masse deux condensateurs polyesters C7 et C8 de 100 nF. Pour éliminer tout risque de ronflement alternatif, nous vous conseillons de relier le boîtier métallique des trois potentiomètres à la masse la plus proche du circuit imprimé avec un court morceau de fil de cuivre dénudé.

Liste des composants
R1 = 10 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 100 kΩ pot. lin.
R4 = 10 kΩ
R5 = 10 kΩ
R6 = 3,9 kΩ
R7 = 100 kΩ pot. lin.
R8 = 3,9 kΩ
R9 = 1,8 kΩ
R10 = 470 kΩ pot. lin.
R11 = 1,8 kΩ
C1 = 10 μF électr .
C2 = 4,7 μF électr.
C3 = 4 nF polyester
C4 = 4,7 nF polyester
C5 = 22 nF polyester
C6 = 4,7 nF polyester
C7 = 100 nF polyester
C8 = 100 nF polyester
C9 = 100 μF électr.
C10 = 100 μF électr.
IC1 = LF353 ou équivalent

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage, vu de dessus et repère-détrompeur en U orienté vers la gauche, des divers circuits intégrés double amplificateur opérationnel pouvant être utilisés.

Un mesureur de stress

2012-01-06T08:00:00.004Z

Figure 1 : Schéma électrique du mesureur de stress.

Théoriquement, ce circuit fonctionne mais nous ne pouvons pas garantir qu’il détecte infailliblement les mensonges !
Une revue médicale a écrit récemment que, lorsqu’une personne répond à une question en mentant, la résistance ohmique de sa peau s’abaisse d’une valeur de 4 à 5 mégohms (valeur mesurée entre les deux mains) à une valeur de moins d’un mégohm : cette caractéristique peut être mise à profit pour construire une machine à détecter les mensonges (Figure 1).
Le circuit très simple utilisant des LED peut éclairer une barre de diodes. Il met en oeuvre un circuit intégré CMOS 4049 (figure 2) constitué de 6 inverseurs : on en relie les entrées avec une série de résistances, comme le montre le schéma électrique.
Les détecteurs (à tenir serrés dans les mains) sont deux tubes d’aluminium et laiton (enfoncez bien les deux morceaux de laiton ou de cuivre dans les tubes d’aluminium après y avoir soudé les deux câbles de liaison) et sont reliés aux deux douilles d’entrée A et B.
Moindre est la résistance ohmique offerte par le corps et plus la colonne de LED s’allume. En effet, les portes présentes dans le circuit intégré sont des inverseuses et par conséquent lorsque sur leurs entrées un niveau logique bas (0) est présent, on trouve à leurs sorties un niveau logique haut (1) qui allume les LED.
Le circuit est alimenté par une pile 6F22 de 9 V.

Liste des composants
R1 = 1,8 MΩ
R2 = 180 kΩ
R3 = 180 kΩ
R4 = 180 kΩ
R5 = 180 kΩ
R6 = 180 kΩ
R7 = 1 kΩ
R8 = 1 kΩ
R9 = 1 kΩ
R10 = 1 kΩ
R11 = 1 kΩ
R12 = 1 kΩ
DL1 = LED
DL2 = LED
DL3 = LED
DL4 = LED
DL5 = LED
DL6 = LED
IC1 = CMOS 4049
S1 = Interrupteur

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochages du circuit intégré 4049 vu de dessus et de la LED vue de face.

Un préamplificateur à large bande pour oscilloscope et millivoltmètre

2012-01-05T08:00:00.005Z

Figure 1 : Schéma électrique du préamplificateur à large bande pour oscilloscope et millivoltmètre.

Précisons au préalable que le signal maximum à appliquer à l’entrée de ce préamplificateur est de 200 mA efficaces : en effet, une amplitude supérieure n’aurait pas besoin d’être amplifiée. D’autre part, afin qu’il ne capte pas des ronflements à 50 Hz, il vaut mieux blinder ce circuit avec un petit boîtier métallique. Pour la même raison, on pourra également utiliser de petits câbles coaxiaux en entrée et en la sortie vers l’oscilloscope ou le millivoltmètre.
Pour mesurer les signaux faibles avec un oscilloscope peu sensible ou un millivoltmètre de multimètre, vous pouvez réaliser ce préamplificateur à large bande fort simple mais capable de résoudre ce problème (figure 1). Le circuit, mettant en oeuvre un FET et un transistor (figure 2), amplifie de 10 dB tout signal entre 1 kHz et 20 MHz.
Le FET FT1 n’est pas utilisé pour amplifier la tension d’entrée, mais seulement pour élever son impédance à 1 mégohm, de manière à ne pas altérer l’amplitude des signaux, même s’ils ont été prélevés sur un circuit à haute impédance. Le gain en tension s’obtient en connectant la base du NPN TR1 à la source du FET. R4 (330 ohms), reliée au collecteur de TR1 et R5 (12 ohms), reliée à l’émetteur, permettent de réaliser un étage amplificateur à large bande très linéaire.
Le circuit est alimenté avec une pile 6F22 de 9 V.

Liste des composants
R1 = 1 MΩ
R2 = 560 Ω
R3 = 22 kΩ
R4 = 330 Ω
R5 = 12 Ω
C1 = 22 nF polyester
C2 = 4,7 μF électr.
C3 = 330 nF polyester
C4 = 470 nF polyester
C5 = 330 nF polyester
FT1 = FET J310
TR1 = NPN BC547
S1 = Interrupteur

Figure 2 : Brochages du FET J310 et du NPN BC547, vus de dessous.

Un mini étage de puissance avec un LM386

2012-01-04T08:00:00.005Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’étage de puissance BF.

Beaucoup d’appareils portables utilisent comme étage final de puissance le circuit intégré LM386 de National, une puce en mesure de délivrer une puissance de 500 mW sur une charge de 4 ohms avec une tension d’alimentation de 6 à 9 V.
Quand vous vous serez procuré ce circuit intégré, réalisez un petit étage de puissance en utilisant le schéma électrique proposé par le manuel de National comme schéma d’application de son produit et que nous reportons en figure 1.
Comme le gain nous paraissait trop élevé, environ 200 fois, nous avons effectué une petite modification (voir l’inverseur S2) permettant de choisir à volonté entre deux valeurs de gain.
En effet, en déplaçant le levier de ce dernier de manière à court-circuiter la résistance R2 de 1,2 kilohm, on obtient un gain de 50 fois seulement, tandis que si on le déplace de manière à supprimer ce court-circuit, soit à laisser la résistance de 1,2 kilohm en série avec le condensateur C3 de 10 μF, on obtient le gain maximum de 200 fois.
Le montage peut certes être alimenté avec une tension maximale de 12 V, mais nous vous conseillons de ne jamais dépasser 9 V afin de ne pas trop surchauffer le boîtier du circuit intégré.
Notre circuit utilise un haut-parleur de 4 ohms, mais rien n’empêche d’en monter un de 8 ohms : dans ce cas, cependant, la puissance de sortie sera diminuée.
Pour le montage de cet amplificateur nous avons mis en oeuvre une petite plaquette de circuit imprimé multitrous (du type utilisé pour les montages “volants” expérimentaux, mais cela fonctionne très bien en définitif). Nous donnons, associé au schéma électrique et à sa liste des composants, le brochage du LM386 (figure 2).

Liste des composants
R1 = 10 kΩ
R2 = 1,2 kΩ
R3 = 10 Ω
C1 = 470 nF polyester
C2 = 100 μF 25 V électr.
C3 = 10 μF 25 V électr.
C4 = 100 μF 25 V électr.
C5 = 47 nF polyester
C6 = 470 μF 25 V électr.
IC1 = LM386
S1 = Interrupteur
S2 = Inverseur

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du circuit intégré LM386 vu de dessus.

Un buzzer thermostatique avec sonde à transistor

2012-01-03T08:00:00.006Z

Figure 1 : Schéma électrique du buzzer thermostatique.

De nombreux endroits ne sont pas équipés d’une commande automatique de régulation de température. Une action manuelle est donc nécessaire lorsque ladite température atteint un seuil défini par l’utilisateur.
Dans ce cas, seule la consultation du thermomètre peut aviser l’utilisateur du niveau de température. Cette surveillance constante peut s’avérer, pour le moins, fastidieuse ! Le montage que nous vous proposons est un avertisseur de niveau de température, un thermomètre sonnette si vous voulez ! Finie la surveillance, lorsque la température fixée par R7 est atteinte, le buzzer s’active.
Comme on peut le voir sur la figure 1, ce montage n’utilise pas une coûteuse sonde de température mais un simple transistor NPN (voir TR1).
Lorsque la température ambiante augmente, le courant collecteur de TR1 augmente proportionnellement. Lorsque la température ambiante diminue, le courant collecteur de TR1 diminue proportionnellement. Cette faible variation est de quelques millivolts par degré centigrade. Cette faible variation est amplifiée une centaine de fois par IC3. Sur la broche 6 de ce même ampli-op, on récupérera une variation de quelques centaines de millivolts.
Cette tension est plus que suffisante pour faire commuter IC4 lorsque le seuil fixé par R7 est atteint. Sur la sortie 6 de ce comparateur, on récupère un niveau logique haut c’est-à-dire une tension positive de 10-11 volts.
Cette tension rejoint la base de TR3 et le porte en conduction, ce qui entraîne l’alimentation du buzzer.
Simultanément, sur la base de TR3 apparaît la note BF que le transistor TR2 prélève sur le circuit intégré IC2. Cette note servira à faire sonner le buzzer.
Pour régler votre alarme de température, placez un thermomètre proche de la sonde constituée par TR1 et approchez une lampe à incandescence jusqu’à obtenir sur le thermomètre la valeur à ne pas dépasser (la valeur d’alerte). Tournez alors le trimmer multitours R7 jusqu’à ce que le buzzer sonne.
Une fois en place, notre alarme se mettra à sonner toutes les 2 heures si la température ne baisse pas. Ce temps de pause peut être réduit à une heure (ou moins) en modifiant la valeur de C2 de 1 microfarad à 0,47 microfarad.
Cet appareil devra être installé dans un endroit abrité des variations de température brutales comme fenêtres, ventilation automatique, etc. La sonde TR1 ne devra être éloignée de plus de 10 centimètres du montage.

Liste des composants
R1 = 10 kΩ
R2 = 1 MΩ
R3 = 180 kΩ
R4 = 10 kΩ
R5 = 2,2 kΩ
R6 = 1kΩ
R7 = 100 kΩ trimmer multitours
R8 = 10 kΩ
R9 = 1 kΩ
R10 = 10 kΩ
R11 = 10 kΩ
R12 = 100 kΩ
R13 = 2,2 kΩ
R14 = 1 kΩ
R15 = 10 kΩ
R16 = 10 kΩ
C1 = 100 μF 25 V élec.tr
C2 = 1 μF (0,47 μF) polyester
C3 = 220 μF 16 V électr.
C4 = 100 nF polyester
C5 = 10 μF 16 V électr.
C6 = 10 μF 16 V électr.
IC1 = Régulateur μA7812
IC2 = Intégré 4060
IC3 = Intégré μA741
IC4 = Intégré μA741
DS1 = 1N4007
DS2 = 1N4148
DS3 = 1N4148
DZ1 = Zener 5,6 V 1 /4 W
DL1 = LED rouge
TR1 = NPN BC327
TR2 = PNP 2N2219
TR3 = PNP 2N2219
CP1 = Buzzer sans électronique

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 W à 5 %.

Figure 2 : Brochage des circuits intégrés vus de dessus, de la LED vue de côté et des transistors vus de dessous.

Un générateur BF avec un LM566

2012-01-02T08:00:00.004Z

Figure 1 : Schéma électrique du générateur BF.

Si vous avez, dans un fond de tiroir (ce qui était notre cas), un circuit intégré National LM566, vous pouvez très bien vous en servir pour réaliser un générateur BF de signaux rectangulaires ou triangulaires.
En effet, après quelques essais, nous avons pu tirer des broches de sortie 4 et 3 de ce composant les deux formes d’onde.
Comme le montre la figure 1 donnant le schéma électrique de ce générateur, le potentiomètre logarithmique R3 de 100 kilohms sert à faire varier du minimum au maximum la fréquence produite, avec une présélection par le commutateur S1.
En effet, ce commutateur relie à la broche 7 des condensateurs de différentes capacités : 5 condensateurs de 5 capacités différentes (dont les valeurs sont bien sûr indiquées dans la liste des composants) permettent de couvrir une gamme de fréquence de 10 Hz à 500 kHz.
Le circuit intégré étant alimenté avec une tension de 9 V, on prélève sur la broche 3 un signal carré dont l’amplitude atteint 5 Vpp (crête-crête).
Sur la broche 4, en revanche, c’est le signal triangulaire que l’on récupère, mais son amplitude est nettement moins élevée : 1,5 Vpp.
Pour finir, laissez-nous vous montrer une mesure de précaution que nous avons prise : afin d’éviter une auto-oscillation du circuit, nous avons placé un condensateur céramique ou polyester C3 de 1 nF entre les broches 6 et 5 du circuit intégré et pour la résistance R4 en série avec le potentiomètre R3, nous avons choisi une valeur de 2,2 kilohms.

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 100 kΩ pot. log.
R4 = 2,2 kΩ
C1 = 10 μF 25 V élec.tr
C2 = 100 nF polyester
C3 = 1 nF polyester
C4 = 10 nF polyester
C5 = 100 nF polyester
C6 = 1 μF polyester
C7 = 10 μF polyester
C8 = 100 μF 25 V électr.
C9 = 100 nF polyester
C10 = 1 μF polyester
IC1 = LM566
S1 = Commutateur 1 circuit 5 positions.

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du circuit intégré LM566 vu de dessus.

Un relais excité par l’obscurité

2012-01-01T08:00:00.004Z

Figure 1 : Schéma électrique du détecteur d’obscurité.

Ce montage peut être utilisé pour allumer automatiquement l’éclairage de votre voiture lorsque vous entrez dans un tunnel ou bien à la tombée de la nuit.
Il peut également être utilisé pour allumer les lumières du jardin le soir venu et les éteindre le matin au lever du jour.
Comme élément photosensible, nous avons utilisé une photorésistance (LDR), référencée FR1 dans le schéma.
La patte 3 (non-inverseuse) de l’amplificateur opérationnel IC1 est connectée à la jonction de la LDR et du trimmer R1. La LDR étant raccordée au + 12 volts et le trimmer à la masse, l’ensemble constitue un pont à valeur variable.
La patte opposée (inverseuse) du même amplificateur opérationnel est connectée à la jonction des deux résistances R2 et R3, R2 étant raccordée au + 12 volts et R3 à la masse, l’ensemble constitue un pont à valeur fixe.
La tenson au centre est de 6 volts.
Tant que la LDR est éclairée par une lumière, sur la patte 3 de IC1, nous avons une tension positive supérieure à celle présente sur la patte 2 et de ce fait, la patte de sortie 6 de IC1 se trouve au niveau logique 1 (au + 12 volts).
La résistance R4 ne peut donc pas polariser le transistor qui est un PNP, le relais reste donc inactif.
Lorsque la LDR est placée dans l’obscurité, sur la patte 3 de IC1, nous avons une tension positive inférieure à celle présente sur la patte 2. De ce fait, la patte de sortie 6 de IC1 se trouve au niveau logique 0 (à la masse).
La résistance R4 est donc mise à la masse et la base du transistor TR1 est polarisée (PNP). Ce dernier devient alors conducteur et le relais placé dans son collecteur est activé, ce qui permet de commander une charge quelconque.
Le trimmer R1 connecté en série avec la photorésistance sert à doser la sensibilité de la détection.

Liste des composants
R1 = 10 kΩ trimmer
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ
R4 = 1,2 kΩ
R5 = 1,2 kΩ
FR1 = Photorésistance
C1 = 100 μF électr olytique
DS1 = Diode 1N4007
TR1 = PNP 2N3702
IC1 = Intégré μA741
RL1 = Relais 12 V 1 RT

Figure 2 : Brochages du μA741 vu de dessus, du transistor PNP 2N3702 vu de dessous et de la photorésistance (pas de polarisation).

Un afficheur amusant

2011-12-31T08:00:00.005Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’afficheur amusant.

Cet afficheur amusant peut facilement être réalisé à l’aide de deux circuits intégrés, un LM358 et un CD4520, sans oublier, bien entendu, un afficheur 7 segments anode commune.
Le principe est très simple, dès que le microphone capte un bruit ou un son, les segments de l’afficheur s’allument au hasard, créant ainsi d’étranges symboles.
Nous allons décrire comment cela fonctionne en nous référant à la fig 1.
Le signal issu de la patte “S” (figure 2) du microphone préamplifié est appliqué sur l’entrée inverseuse du premier amplificateur opérationnel IC1/A, qui procède à son amplificateur dans un rapport de 22. Le gain de cet étage est calculé suivant la formule connue :
Gain = R2 : R1
Le signal présent sur la patte de sortie de cet amplificateur opérationnel est appliqué sur l’entrée non inverseuse du second amplificateur opérationnel IC1/B utilisé comme amplificateur comparateur et donc, sur la patte de sortie, nous obtenons des impulsions qui correspondent au signal BF que le microphone a capté et qui sont ensuite appliquées sur la patte 1 du circuit intégré CD4520. Ce circuit intégré, comme on peut le voir sur le dessin des brochages en figure 3, est composé de deux diviseurs.
Pour entrer dans le premier diviseur, le signal est appliqué sur la patte 1 et le résultat de la division est récupéré sur les pattes 3, 4, 5 et 6.
Pour entrer dans le second diviseur, on récupère le signal de la patte 6, pour l’appliquer sur la patte 9, la sortie se faisant alors sur 11, 12 et 13.
Si on connecte les sorties de ces deux diviseurs sur les 7 segments d’un afficheur à LED, ceux-ci s’allument de façon aléatoire, en rapport avec le nombre d’impulsions que le microphone envoie sur la patte d’entrée 1 du CD4520.
Pour faire plus économique et tout aussi amusant, on peut remplacer l’afficheur 7 segments par 7 LED. Il faudra relier les pattes les plus longues (anodes) vers le positif des 9 volts et les pattes les plus courtes (cathodes) vers les résistances de 1 kilohm elles-mêmes reliées aux sorties du CD4520.
Pour alimenter ce circuit, on peut utiliser une petite alimentation stabilisée de 9 volts ou même une simple pile de 9 volts.

Liste des composants
R1 = 1,8 kΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ
R4 = 10 kΩ
R5 = 220 kΩ
R6 = 10 kΩ
R7 = 1 MΩ
R8-R14 = 1 kΩ
C1 = 220 nF polyester
C2 = 10 μF 25 V électr.
C3 = 47 pF céramique
IC1 = Intégré LM358
IC2 = CMOS 4520
DIS = Afficheur anode com. BSA501RD ou équ.
MIC = Capsule préamplifiée.

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du microphone électret. La sortie “S” se fait sur la broche “+”.

Figure 3 : Brochage des deux circuits intégrés LM358 et CD4520, ainsi que de l’afficheur à anode commune BSA501RD.

Un petit amplificateur BF à 2 voies

2011-12-30T08:00:00.007Z

Figure 1 : Schéma de l’amplificateur 2 voies.

Ce petit amplificateur BF à 2 voies (basse et médium-aigu) utilise un circuit intégré de SGS-Thomson, un TDA2005, fournissant une puissance d’environ 8 watts avec une alimentation égale à 15 volts.
Le schéma très simple est représenté à la figure 1 et permet de se rendre compte que l’amplificateur est équipé de deux filtres passifs.
Les fréquences de coupure de ces filtres sont calculées à l’aide des formules suivantes :
Hz = 159 000 : (R en kilohms x C en nanofarad)
Le filtre passe-bas composé de la résistance R2 de 10 kilohms et du condensateur C3 de 6,8 nanofarads, laisse passer toutes les fréquences au-dessous de :
159 000 : (10 x 6,8) = 2 338 Hertz
Le filtre passe-haut, composé du condensateur C5 de 6,8 nanofarads et de la résistance R3 de 10 kilohms, laisse passer toutes les fréquences supérieures à :
159 000 : (10 x 6,8) = 2 338 Hertz
Ainsi, la fréquence de coupure de ce filtre qui atténue 6 dB par octave se situe aux alentours de 2 000 Hz.
La tension pour alimenter cet amplificateur ne doit pas dépasser 16 ou 17 volts, car le circuit intégré serait irrémédiablement détruit.
D’autre part, il faut impérativement visser le circuit intégré TDA.2005 sur un dissipateur de dimensions convenables afin d’éviter toute surchauffe.

Liste des composants
R1 = 680 Ω
R2 = 10 kΩ
R3 = 10 kΩ trimmer
R4 = 1 kΩ
R5 = 10 Ω
R6 = 1 kΩ
R7 = 10 Ω
R8 = 1 Ω
R9 = 1 Ω
C1 = 100 nF polyester
C2 = 470 μF 35 V électr.
C3 = 6,8 nF polyester
C4 = 2,2 μF 35 V électr.
C5 = 6,8 nF polyester
C6 = 2,2 μF polyester
C7 = 2,2 μF 35 V électr.
C8 = 100 μF 35 V électr.
C9 = 100 μF 35 V électr.
C10 = 100 nF polyester
C11 = 100 nF polyester
C12 = 1 000 μF 35 V électr.
C13 = 1 000 μF 35 V électr.
IC1 = Intégré TDA2005

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage du circuit intégré TDA2005 vu de face.

Un thermomètre avec un 2N2222

2011-12-29T08:00:00.006Z

Figure 1 : Schéma électrique du thermomètre utilisant comme sonde (ou capteur de température) un transistor NPN 2N2222. L’appareil est alimenté par une pile de 9 V 6F22.

Ce montage simple a cependant pour intérêt de montrer comment varie une tension aux extrémités d’une résistance R2 quand on chauffe ou refroidit le boîtier d’un transistor NPN 2N2222 utilisé comme sonde de température.
Une telle sonde peut en effet mesurer des températures allant de –30 à environ +120 °C. Le transistor 2N2222 et l’amplificateur opérationnel LS141 ont l’avantage de ne coûter qu’un euro à peine : c’est dire que la construction de ce thermomètre ne vous ruinera pas !

Le schéma électrique du thermomètre
Il est donné figure 3. Si nous appliquons sur la base et le collecteur du transistor-sonde TR1 une tension positive de 5 V, on prélève sur l’émetteur une tension d’environ 0,05 V par degré, tension augmentant proportionnellement avec la température.
Cette tension est appliquée sur la broche inverseuse 2 de l’amplificateur opérationnel IC2 LS141 qui l’amplifie 10 fois. Pour lire la valeur de la température, il suffit de relier aux douilles de sortie un multimètre réglé sur la portée 2 V fond d’échelle.
Le transistor-sonde TR1 2N2222 est à placer dans la zone dont on veut connaître la température et, comme cette zone risque d’être éloignée du multimètre, mieux vaut fabriquer une vraie sonde constituée d’un petit câble blindé à deux conducteurs : la tresse métallique sera reliée au 5 V positif afin d’éviter les perturbations du secteur.
Etant donné que l’échelle d’un multimètre numérique n’est pas réglée en degrés C, il est nécessaire de faire une table de correspondance en multipliant par 0,05 les degrés de température, soit :
10 degrés = 0,5 volt
20 degrés = 1,0 volt
30 degrés = 1,5 volt, etc.
Pour alimenter le circuit, on peut se servir d’une pile de 9 V 6F22 : la tension est ensuite abaissée et stabilisée à 5 V par un régulateur de tension IC1 78L05.

Les réglages
Le trimmer R5 est à régler pour lire avec un multimètre sur son curseur une tension de 2,5 V (multimètre réglé sur Vcc, pointe rouge sur la broche centrale curseur du trimmer et pointe noire à la masse). Le trimmer R9 sert à modifier l’échelle de lecture afin de pouvoir lire aussi les températures négatives (en dessous de 0 °C).

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 3,9 kΩ
R3 = 3,9 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 10 kΩ trimmer
R6 = 47 kΩ
R7 = 10 kΩ
R8 = 3,3 kΩ
R9 = 10 kΩ trimmer
R10 = 10 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 10 μF électr.
C3 = 100 nF polyester
IC1 = MC78L05
IC2 = LS141
SONDE = NPN 2N2222
S1 = Interrupteur

Figure 2 : Brochage du LS141 vu de dessus, du MC78L05 et du 2N2222 vu de dessous.

Un générateur de nombres aléatoires pour roulette, loto et tombola

2011-12-28T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique du générateur de nombres aléatoires.

Pour les joueurs de loto (pas celui de la Française des jeux, mais celui pratiqué en fin d’année en période de fête, organisé par certains commerçants ou par des associations) qui comporte 90 numéros et qui se joue avec des cartons comportant des cases numérotées.
Pour les amateurs de tombola et autre jeux de roulette, cet appareil permet de générer, de manière aléatoire, des numéros compris entre 1 et 90 pour le loto et la tombola et de 0 à 36 pour le jeu de roulette.
Son schéma électrique est donné en figure 1. Pour ce montage, 5 circuits intégrés CMOS sont nécessaires, ainsi que 2 afficheurs à cathode commune (voir figure 2). Le double inverseur S1-A et S1-B sert pour sélectionner le type de jeu choisi, roulette ou loto et tombola.
En pressant le poussoir P1 placé sur la porte NAND IC5-D, les deux afficheurs s’éteignent et automatiquement l’oscillateur est activé, oscillateur composé des deux portes NAND IC5-B et IC5-C.
Ce dernier génère une fréquence d’environ 800 Hz, permettant de faire avancer les deux compteurs IC3 et IC4.
Dès que le poussoir P1 est relâché, l’oscillateur est stoppé et instantanément, sur les afficheurs un numéro au hasard.
Pour faire fonctionner ce montage, il faut utiliser une alimentation de 12 V stabilisée.

Liste des composants
R1-R14 = 680 Ω
R15 = 4,7 kΩ
R16 = 10 kΩ
R17 = 470 Ω
R18 = 220 kΩ
R19 = 22 kΩ
R20 = 2,2 kΩ
C1 = 100 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 nF polyester
C4 = 1 μF électrolytique
C5 = 100 nF polyester
C6 = 470 μF électro.
DS1-DS6 = Diodes 1N4148
Display 1 = Afficheur BSC531RI
Display 2 = Afficheur BSC531RI
IC1-IC2 = Intégrés 4511
IC3-IC4 = Intégrés 4029
IC5 = Intégré 4011
S1-A/S1-B = Double inverseur
S2 = Interrupteur
P1 = Poussoir

Toutes les résistances sont des 1/4 W à 5 %.

Figure 2 : Brochages des circuits intégrés utilisés, 4029, 4511, 4011 vus de dessus.

Figure 3 : Brochage des afficheurs BSC-531RI, que l’on peut remplacer par des LTS-547R plus facilement disponibles.

Une alimentation stabilisée variable de 3 à 24 volts sous 2 ampères

2011-12-27T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’alimentation variable.

Sur cette petite alimentation, on peut faire varier la tension d’un minimum de 3 volts à un maximum de 24 volts en tournant le potentiomètre R5 de 10 kilohms. La figure 1 donne son schéma électrique.
En tournant le curseur de R5 entièrement vers la masse, la sortie fournira une tension d’environ 3 volts, par contre, en le tournant complètement dans le côté opposé, la sortie fournie une tension d’environ 24 volts.
Pour limiter le courant de sortie d’un minimum de 40 milliampères jusqu’à un maximum de 2 ampères, nous avons utilisé le potentiomètre R2 de 100 kilohms. Le transformateur T1 à utiliser pour cette alimentation, doit disposer d’un secondaire en mesure de débiter une tension alternative d’environ 20 volts et un courant de 2,2 à 2,5 ampères.
Cette tension, après avoir été redressée par le pont RS1 et filtrée par le condensateur C1 de 4 700 microfarads, atteint la valeur d’environ 26-27 volts qui est appliquée sur la patte d’entrée 1 d’IC1 et prélevée sur sa patte 5 pour être appliquée sur la sortie, après être passée au travers la résistance bobinée R4 de 0,1 ohm 5 watts.
Comme le circuit intégré IC1 chauffe notablement, en particulier si la tension de sortie est basse et le courant élevé, il faut le fixer sur un dissipateur de taille convenable.
Il faut signaler que le L200 (figure 2) dispose d’un circuit interne de protection thermique. Ainsi, si son boîtier surchauffe de manière excessive, le circuit intégré passe en mode protection et la tension de sortie est interrompue instantanément, pour revenir de nouveau après refroidissement.
La notion de puissance dissipée est très importante et peut être calculée au moyen de formules simples, afin d’éviter toute surprise.
Si, par exemple, la tension appliquée sur l’entrée d’IC1 est de 27 volts et la tension de sortie prélevée de 5 volts avec un courant maximum consommé de 1,8 ampère, le circuit intégré IC1 doit dissiper en chaleur, une puissance de presque 40 watts.
(27 – 5) x 1,8 = 39,6 watts
Si nous limitons le courant consommé à seulement 0,5 ampère, le circuit intégré dissipe une chaleur de seulement 11 watts.
(27 – 5) = 11 watts
Par contre, aucun problème en présence d’une tension élevée avec un courant élevé. Ainsi, avec une tension de 22 volts et un courant de 2 ampères, le circuit intégré dissipera seulement 10 watts.
(27 – 22) x 2 = 10 watts
Cette alimentation ne dépareillera pas dans votre laboratoire, pour peu que vous l’enfermiez dans un boîtier, de préférence métallique.
Un ampèremètre et un voltmètre viendront compléter la face avant sur laquelle vous ferez sortir les axes des potentiomètres R2 et R5.

Liste des composants
R1 = 1 kΩ
R2 = 100 kΩ pot. lin.
R3 = 470 Ω
R4 = 0,1 Ω 5 W
R5 = 10 kΩ pot. lin.
R6 = 1 kΩ
C1 = 4 700 μF 35 V éle.ctr
C2 = 220 nF polyester
C3 = 10 nF polyester
C4 = 10 μF 25 V électr.
IC1 = Intégré L200
IC2 = Intégré LS141
RS1 = Pont redres. 2 A
T1 = Transfo. 80 W - sec. 18 V 2 A
S1 = Interrupteur

Sauf spécification contraire, toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochage des circuits intégrés LS141 et L200 vus de dessus.

Un filtre actif pour éliminer le 50 Hz

2011-12-26T08:00:00.002Z

Figure 1 : Schéma électrique du filtre actif pour éliminer le 50 Hz.

Quand on utilise une sono, on est parfois gêné par le fastidieux ronflement du 50 Hz, provenant du secteur 230 V, dans les enceintes acoustiques. Ceci surtout quand les longs câbles blindés des microphones desservant les divers instruments de musique traînent jusqu’à l’amplificateur via la table de mixage.
Une fois contrôlés les masses et l’état des blindages, si le phénomène persiste, on peut fabriquer un filtre efficace capable d’atténuer de 25 dB toutes les fréquences inférieures à 50 Hz. Comme le montre le schéma électrique de la figure 1, le filtre utilise un FET BF245 ou J310, etc., un quelconque transistor PNP BC416 ou BC251 et un amplificateur opérationnel LF351 ou TL081.
Si vous vouliez réaliser ce filtre passe-haut avec d’autres fréquences de coupure, vous trouverez dans l’article les formules utilisées pour calculer les valeurs des 3 résistances R8, R9 et R10 et des 3 condensateurs C3, C4 et C5.
Tout d’abord, il faut définir les valeurs de C3, C4 et C5 qui, comme on le sait, doivent avoir la même capacité.
Pour une fréquence de coupure de 50 Hz on peut choisir une valeur standard de 47 nF. Pour calculer la valeur de la résistance R8 en kilohms on se sert de la formule :
R8 kilohms = 720 000 : (6,28 x Hz x C3 nF)
soit
720 000 : (6,28 x 50 x 47) = 48,78 kilohms.
Pour obtenir cette valeur, on peut mettre en série une résistance de 47 kilohms et une de 1,8 kilohm, ce qui donne 48,8 kilohms.
Pour trouver la valeur de la deuxième résistance R9, il faut multiplier la valeur de R8 par le nombre fixe 0,39, ce qui donne :
R9 = 0,39 x 48,8 = 19,32 kilohms.
Comme ce n’est pas une valeur normalisée, mettons en série une résistance de 18 kilohms et une de 1 kilohm, ce qui donne 19 kilohms.
Pour trouver la valeur de la troisième résistance R10, il faut multiplier la valeur de R9 par le nombre fixe 6,9, ce qui donne :
R10 = 48,8 x 6,9 = 336,72 kilohms.
Comme ce n’est pas une valeur normalisée, mettons en série une résistance de 330 kilohms et une de 6,8 kilohms, ce qui donne 336,8 kilohms.
Pour alimenter le circuit, on peut utiliser une pile de 9 V 6F22, ou alors une alimentation secteur 230 V stabilisée à 12 V.
La platine est à installer dans un tout petit boîtier métallique de façon à effectuer un blindage complet.

Liste des composants
R1 = 470 kΩ
R2 = 5,6 kΩ
R3 = 8,2 kΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 8,2 kΩ
R6 = 68 Ω
R7 = 1,2 kΩ
R8 = 48,8 kΩ (voir texte)
R9 = 19 kΩ (voir texte)
R10 = 336,8 kΩ (voir texte)
R11 = 68 kΩ
R12 = 68 kΩ
R13 = 10 kΩ pot. log.
R14 = 47 Ω
C1 = 100 μF électr .
C2 = 10 μF électr.
C3 = 47 nF polyester
C4 = 47 nF polyester
C5 = 47 nF polyester
C6 = 2,2 μF électr.
C7 = 2,2 μF électr.
C8 = 100 nF polyester
TR1 = PNP BC251 ou BC416
FT1 = FET J310 ou BF245
IC1 = TL081 ou LF351

Figure 2 : Brochages, vus de dessous, des 2 FET possibles et des 2 PNP possibles. Brochage, vu de dessus, du circuit intégré.

Un égaliseur mono à six filtres

2011-12-25T08:00:00.000Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’égaliseur mono à six filtres.

Le montage dont le schéma électrique est donné en figure 1 fonctionne du premier coup. Quelques conseils préliminaires cependant : comme il s’agit d’un circuit à haute impédance, il vaut mieux le protéger, le blinder, par un petit boîtier métallique afin d’éviter tout ronflement dû au courant alternatif. Les boîtiers métalliques des potentiomètres, qu’ils soient rotatifs ou à glissières, doivent être reliés entre eux par un fil et à la masse la plus proche possible. Le condensateur Cx de 10 nF est à relier directement entre les broches 7 et 4 du support de IC1 afin d’éviter l’oscillation du circuit intégré.
Cet égaliseur monophonique à six voies, que nous avons conçu en nous servant seulement d’un oscilloscope et d’un générateur BF et en regardant quelles valeurs de capacités utilisent les filtres professionnels, ne peut certes rivaliser avec les appareils coûteux du commerce, mais peut être réalisé avec quelques composants “fond de tiroir” à peu de frais, afin d’améliorer la sonorité d’un autoradio, d’un amplificateur Hi-Fi, etc.
Il est “mono” et par conséquent si vous voulez corriger le son d’un appareil “stéréo”, vous en monterez deux, un pour chaque voie gauche et droite. Vous pourrez aussi utiliser un double amplificateur opérationnel TL082 (figure 2) et des potentiomètres linéaires doubles de 47 kilohms. Vous pouvez d’ailleurs également modifier à volonté d’autres éléments du schéma électrique (cette rubrique est faite aussi pour cela) si vous pensez pouvoir améliorer le circuit proposé.
Vous le voyez, ce mini-égaliseur se compose de 6 filtres passifs. Le premier, constitué de R1 et C1, est un filtre passe-bas agissant sur les fréquences en dessous de 150 Hz. Le deuxième, constitué de Rx et Cx-Cx, est un filtre passe-bande agissant sur les fréquences media et basses entre 200 et 600 Hz. Le troisième, constitué de Rx et Cx-Cx, est encore un filtre passebande agissant sur les fréquences media et basses entre 500 et 1 500 Hz.
Le quatrième, constitué de Cx-Rx-Rx-Cx, est encore un filtre passe-bande agissant sur les fréquences media et aiguës entre 2 000 et 5 000 Hz. Le cinquième, constitué de Cx-Rx-Rx-Cx, est toujours un filtre passe-bande agissant sur les fréquences entre 6 000 et 10 000 Hz. Le sixième, constitué de Cx et du potentiomètre Rx, est un filtre passe-haut agissant sur les fréquences aiguës dépassant 10 000 Hz.
Les signaux présents sur les curseurs de ces potentiomètres sont prélevés par des résistances de 100 kilohms et appliqués, par l’intermédiaire du condensateur électrolytique Cz, à l’entrée inverseuse de l’amplificateur opérationnel IC1 qui les amplifie environ 10 fois afin de compenser les atténuations introduites par les filtres.
Le circuit consomme environ 3 mA et peut être alimenté avec une tension minimale de 9 V et maximale de 15 V. A l’entrée de cet égaliseur vous pouvez appliquer des signaux BF compris entre 0,1 et 1,5 V.

Liste des composants
R1 = 68 kΩ
R2 = 47 kΩ pot. lin.
R3 = 82 kΩ
R4 = 33 kΩ
R5 = 47 kΩ pot. lin.
R6 = 82 kΩ
R7 = 33 kΩ
R8 = 47 kΩ pot. lin.
R9 = 82 kΩ
R10 = 33 kΩ
R11 = 33 kΩ
R12 = 47 kΩ pot. lin.
R13 = 82 kΩ
R14 = 33 kΩ
R15 = 33 kΩ
R16 = 47 kΩ pot. lin.
R17 = 82 kΩ
R18 = 47 kΩ
R19 = 47 kΩ pot. lin.
R20 = 82 kΩ
R21 = 15 kΩ
R22 = 15 kΩ
R23 = 15 kΩ
R23 = 1 MΩ
R24 = 47 kΩ
C1 = 22 nF polyester
C2 = 10 nF polyester
C3 = 22 nF polyester
C4 = 4,7 nF polyester
C5 = 10 nF polyester
C6 = 4,7 nF polyester
C7 = 1 nF polyester
C8 = 1 nF polyester
C9 = 470 pF polyester
C10 = 470 pF polyester
C11 = 4,7 μF électr.
C12 = 10 μF électr.
C13 = 100 nF polyester
C14 = 22 μF électr.
C15 = 22 μF électr.
IC1 = TL081 (TL082)

Sauf spécification contraire, les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 2 : Brochages, vus de dessus, des circuits intégrés TL081, nécessaire pour réaliser la version mono et TL082 pour la version stéréo.

Un jeu de hasard électronique

2011-12-24T08:00:00.005Z

Figure 1 : Schéma électrique du jeu de hasard électronique.

Ce petit montage permet d’allumer une des trois LED de façon entièrement aléatoire.
Le circuit est composé d’un étage oscillateur élaboré autour de deux portes NAND IC1-A et IC1-B, activé par un appui sur le bouton poussoir P1 (START).
Le signal carré généré par cet oscillateur entre dans la patte CK du premier FLIP-FLOP IC2-A, contenu, comme le second d’ailleurs, dans un circuit intégré CD4027.
Dès que le poussoir P1 est relâché, l’une (et une seule) des entrées des bases des transistors TR1, TR2 ou TR3 passe au niveau logique 0, faisant s’allumer la diode présente dans le collecteur.
Comme transistor, vous pouvez utiliser des PNP quelconques de petite puissance, BC212 ou BC251 mais d’autres équivalents feront tout aussi bien l’affaire.
Lorsque vous reliez les LED à chacun des collecteurs des transistors, vous devez placer leur patte la plus longue, qui est l’anode, vers les résistances R10, R11 ou R12 et leur patte la plus courte, qui est la cathode, vers la masse. Ce circuit est alimenté avec une pile de 9 volts.

Liste des composants
R1 = 22 kΩ
R2 = 220 kΩ
R3 = 220 kΩ
R4 = 4,7 kΩ
R5 = 4,7 kΩ
R6 = 4,7 kΩ
R7 = 22 kΩ
R8 = 22 kΩ
R9 = 22 kΩ
R10 = 560 Ω
R11 = 560 Ω
R12 = 560 Ω
C1 = 10 nF polyester
C2 = 10 nF polyester
C3 = 100 μF électrolytique
C4 = 100 nF polyester
DL1-DL3 = LED
TR1 = PNP BC212
TR2 = PNP BC212
TR3 = PNP BC212
IC1 = Intégré 4011
IC2 = Intégré 4027
S1 = Interrupteur
P1 = Poussoir

Figure 2 : Brochages des 4011 et 4027 vu de dessus, d’un transistor NPN BC212 ou BC251 et d’une LED.

Une sirène d’alarme

2011-12-23T08:00:00.002Z

Figure 1 : Schéma électrique de la sirène d’alarme.

Les petits larcins sont tout aussi ennuyeux qu’un cambriolage plus conséquent, pour protéger un box de garage, nul besoin d’une centrale d’alarme sophistiquée, un simple avertisseur peut suffire, son but étant d’inquiéter le voleur potentiel et d’aviser l’environnement qu’un intrus est présent.
Pour cette fonction, nous vous proposons une sirène modulée, suffisamment puissante pour dissuader celui qui convoite vos biens.
Si vous habitez au-dessus ou à côté de votre garage, il suffit d’installer cette sirène dans votre appartement et de placer le ou les détecteurs de contact sur les issues présentes dans le garage.
Si vous résidez en immeuble, vous placerez la sirène directement dans le box. Le raffut qu’elle produit dans un parking sous-terrain est largement dissuasif !
Si plusieurs détecteurs d’ouverture doivent êtres installés, il faut les placer en parallèle.
Tant que le contact P1 n’est pas fermé, aucune tension ne parvient sur R1, par contre, la fermeture de P1, permet au 12 volts d’atteindre la résistance R1 (voir figure 1).
Le premier oscillateur est composé des deux portes NAND IC1-C et IC1-D générant une fréquence de 10 Hz. Ce signale module à son tour le second oscillateur composé des deux portes NAND IC1-A et IC1-B générant une fréquence de 850 Hz.
La note acoustique modulée qui sort de la patte 4 d’IC1-B pilote la porte (gate) du MOSFET de puissance référencé MFT1.
Pour ce transistor, nous avons utilisé un MOSFET P321 mais on peut également utiliser un équivalent comme le MTP3055 (voir figure 2).
Pour faire varier la fréquence de la sirène, il faut modifier la valeur de la résistance R2 en plus ou en moins.

Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ
R2 = 56 kΩ
R3 = 4,7 MΩ
R4 = 100 Ω
C1 = 470 μF électr olytique
C2 = 100 nF polyester
C3 = 10 nF polyester
C4 = 100 nF polyester
MFT1 = MOSFET P321
IC1 = CMOS 4011
HP = Haut-parleur 8 Ω 10 W
P1 = Poussoir

Figure 2 : Brochage du circuit intégré CD4011 vu de dessus, avec son repère de positionnement orienté vers la gauche et brochage du MOSFET P321 vu de face.

Un flash utilisant une ampoule 12 V

2011-12-22T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique du flash à ampoule 12 V.

Nous attirons votre attention sur le fait qu’en cas d’utilisation prolongée le transistor peut surchauffer : il est donc conseillé de le doter d’un dissipateur de type ML26 ou autre.
Si vous voulez faire clignoter une ampoule à filament de 12 V 2 à 3 W à une vitesse d’environ 1 éclair par seconde, le montage de la figure 1 vous intéresse. Il utilise un circuit intégré CMOS 4011 (figure 2) contenant 4 NAND à 2 entrées : deux NAND montées en inverseur sont utilisées pour réaliser un générateur à ondes carrées dont la fréquence est déterminée par la valeur de R1 (100 kilohms) et C1 (470 nF).
L’onde carrée obtenue est appliquée aux entrées des deux autres NAND reliées en parallèle et leur sortie est employée pour piloter la base d’un transistor NPN de puissance moyenne BD139 capable de supporter une charge maximum de 1 A. Ce transistor peut d’ailleurs être remplacé par un autre NPN de moyenne puissance (BD135) ou par d’autres plus puissants (BD375, BD377).
Si vous voulez faire varier la vitesse du clignotement, faites varier la capacité du condensateur : si vous augmentez la capacité, vous ralentirez la vitesse et si vous diminuez la capacité, vous l’accélérerez.
L’ampoule 12 V peut être remplacée par un relais 12 V : à bon entendeur, salut !

Liste des composants
R1 = 100 kΩ
R2 = 1 MΩ
C1 = 470 nF polyester
C2 = 100 nF polyester
C3 = 47 μF électr.
TR1 = NPN BD139
IC1 = CMOS 4011
L1 = Ampoule 12 V
S1 = Interrupteur

Figure 2 : Brochages du circuit intégré 4011 vu de dessus et du transistor BD139 vu de face.

Un amplificateur final HI-FI de 40-70 watts

2011-12-21T08:00:00.003Z

Figure 1 : Schéma électrique de l’amplificateur à base du circuit intégré LM3886.
Avant d’entreprendre la réalisation de cet ampli, nous vous conseillons de lire attentivement le descriptif général, en particulier les instructions concernant les découplages.

Le schéma proposé en figure 1 utilise un circuit intégré LM3886 fabriqué par National Semi-conductor.
Ce circuit intégré est capable de fournir une puissance d’environ 68 watts sur une charge de 4 ohms ou de 38 watts sur une charge de 8 ohms, avec une distorsion totale de 0,05 %.
Comme vous pouvez le voir sur le schéma électrique de la figure 1, cet amplificateur est alimenté à l’aide d’une tension symétrique de 25+25 volts non stabilisée, prélevée d’un étage d’alimentation dont le schéma est représenté à la figure 2.
Dans ce schéma, nous avons recherché, avant tout, la fiabilité et à éviter les auto-oscillations.
Le gain de l’amplificateur est déterminé par la valeur des deux résistances R4 et R3.
Gain = (R4 : R3) + 1
Le condensateur C7, placé en série entre la résistance R3 et la masse, assure une contre-réaction totale pour les signaux sur les basses fréquences.
Par contre, la résistance R5, en plus du condensateur C8 placé en parallèle sur la résistance R4, réduit le gain des fréquences aiguës, qui pourraient saturer le circuit intégré.
La résistance R7, avec en série le condensateur C9, évite que le circuit intégré n’auto-oscille sur les fréquences ultrasoniques.
Le condensateur électrolytique C4, de 47 microfarads, placé sur la patte 8 du circuit intégré IC1, créé une constante de retard pour limiter le fastidieux “toc” que l’on entend à la mise sous tension de nombreux amplificateur.
La bobine L1 placée en parallèle sur la résistance R8 de 10 ohms sert pour maintenir constante, la valeur de l’impédance de charge sur toute la bande passante, s’étendant de 20 Hz à 25 000 Hz.
La bobine L1 doit être réalisée en bobinant 14 spires jointives de fil de cuivre émaillé de 10/10 sur un support de 8 mm de diamètre (queue de foret).
Pour l’étage alimentation, on utilise un transformateur pourvu d’un secondaire en mesure de fournir 2 x 18 volts sous 3,5 ampères environ.
Cette tension, après redressement par un pont de diodes de 3 à 4 ampères et filtrage, permet d’obtenir une tension continue de 2 x 25 volts.
Le circuit intégré LM3886 (figure 3) doit obligatoirement être vissé sur un dissipateur thermique en aluminium anodisé noir de dimensions convenables.
A la sortie de l’alimentation, nous avons trois fils, un pour la tension positive par rapport à la masse, un pour la tension négative par rapport à la masse et un pour la masse de 25 + 25 volts.
Le condensateur C2 de 100 nF doit être relié directement entre les pattes 1 et 5 du LM3886 et à la plus proche piste de masse.
Le condensateur C4 également de 100 nF doit être directement soudé sur la patte 4 et à la masse.
Il est impératif de respecter les consignes stipulées ci-dessus, car dans le cas contraire, le circuit LM3886 pourrait entrer en auto-oscillation et passer de vie à trépas en quelques instants.

Figure 2 : Schéma électrique de l’alimentation fournissant la tension symétrique 25 + 25 volts nécessaire au fonctionnement de l’amplificateur. Notez que les trois fils sur la droite sont destinés, un pour le positif, un pour le négatif, le dernier pour la masse des 25 + 25 volts.

Liste des composants
R1 = 47 kΩ
R2 = 1 kΩ
R3 = 1 kΩ
R4 = 22 kΩ
R5 = 22 kΩ
R6 = 33 kΩ
R7 = 2,7 Ω
R8 = 10 Ω 1 W
C1 = 220 pF céramique
C2 = 100 nF polyester
C3 = 100 μF 45 V électr.
C4 = 47 μF 45 V électr.
C5 = 100 nF polyester
C6 = 100 μF 45 V électr.
C7 = 22 μF 45 V électr.
C8 = 47 pF céramique
C9 = 100 nF polyester
C10 = 2 200 μF 45 V électr.
C11 = 2 200 μF 45 V électr.
L1 = Voir texte
RS1 = Pont redres. 80 V 5 A
IC1 = Intégré LM3886
T1 = Transfo. 120 W - sec. 18+18 V 3,5 A

Toutes les résistances sont des 1/4 de W à 5 %.

Figure 3 : Brochage du circuit intégré LM3886.

Un contrôleur de rendement pour enceintes acoustiques

2011-12-20T08:00:00.002Z

Quand on achète des enceintes acoustiques neuves, on ne peut pas savoir si leur rendement sera meilleur ou pire que celles qui trônent déjà dans notre salon, car généralement l’amateur ne dispose pas des appareils de mesure sophistiqués des laboratoires professionnels et le vendeur peut ainsi raconter ce qu’il veut sur ce sujet. Pour tester le rendement d’une nouvelle enceinte, on peut toutefois construire un instrument simple utilisant deux amplificateurs opérationnels seulement et un galvanomètre de 50 μA au demeurant remplaçable par un multimètre.
Avant de passer à la description du schéma électrique, voyons comment utiliser cet appareil. Devant l’enceinte, à une distance de deux mètres, placez le microphone du contrôleur de rendement puis, avec un générateur BF, appliquez à l’entrée de l’amplificateur un signal sinusoïdal balayant la plage de fréquences de 30 ou 40 Hz à 20 ou 25 kHz et notez sur quelles positions dévie l’aiguille du galvanomètre : à partir de ces données, on peut tracer la courbe de rendement de l’enceinte.
Après avoir testé une enceinte, faites de même pour l’autre canal. On peut aussi tester comparativement les enceintes déjà installées avec celles que l’on vient d’acquérir.

Le schéma électrique du contrôleur de rendement
La figure 1 donne le schéma électrique de l’appareil de mesure. Le microphone utilisé est une capsule électret miniature préamplifiée à alimenter comme le montre la figure 2.
Le signal capté par ce microphone est transféré par C2 sur l’entrée non inverseuse + du premier amplificateur opérationnel IC1-A qui l’amplifie.
Si l’on tourne d’une extrémité à l’autre le curseur du potentiomètre R6, le signal BF est amplifié d’un minimum de 2 fois à un maximum de 11 fois. Le signal amplifié est appliqué, à travers R7, à l’entrée inverseuse du deuxième amplificateur opérationnel IC1-B remplissant la fonction d’étage redresseur idéal.
A partir de la tension alternative BF, on obtient une identique tension continue appliquée, à travers R10, à l’entrée inverseuse du troisième amplificateur opérationnel IC2, lequel alimente le microampèremètre relié entre l’entrée inverseuse et la broche de sortie.
Le trimmer R11, monté sur IC2, sert à remettre l’aiguille du galvanomètre sur le zéro de l’échelle.
Les amplificateurs opérationnels sont alimentés par une tension double symétrique –9 V 0 +9 V constituée par deux piles de 9 V 6F22 et un inverseur double S1-A/S2-B pour les mettre hors service. Mais on pourrait, si l’on préfère, se procurer ou construire une alimentation secteur 230 V / 2 x 9 V symétrique stabilisée.

Figure 1 : Schéma électrique du contrôleur de rendement pour enceintes acoustiques.
Les deux amplificateurs opérationnels IC1 et IC2 sont alimentés par une tension double symétrique 2 x 9 V pouvant être fournie par deux piles de 9 V 6F22.

Liste des composants
R1 = 4,7 kΩ
R2 = 4,7 kΩ
R3 = 1 MΩ
R4 = 1 kΩ
R5 = 2,2 kΩ
R6 = 10 kΩ pot. lin.
R7 = 10 kΩ
R8 = 22 kΩ
R9 = 1 kΩ
R10 = 4,7 kΩ
R11 = 100 kΩ trimmer
R12 = 2,2 MΩ
R13 = 10 kΩ
C1 = 10 μF électr .
C2 = 470 nF polyester
C3 = 120 pF céramique
C4 = 100 nF polyester
C5 = 100 μF électr.
C6 = 100 μF électr.
DS1 = diode 1N4150
DS2 = diode 1N4150
IC1 = TL082
IC2 = TL081
S1-A/S1-B = double interrupteur
MICRO. = capsule micro. préamplifiée
MA1 = galvanomètre 50 μA

Figure 2 : A gauche, le brochage du microphone électret préamplifié vu de dessous. La piste + est parfaitement isolée tandis que la piste de masse est reliée électriquement au boîtier métallique par de fines pistes.

Figure 3 : Brochages des circuits intégrés TL081 et TL082 vus de dessus et repère-détrompeurs en U orientés vers la gauche.

Conclusion
Cet appareil peut aussi être utilisé comme sonomètre pour contrôler les bruits que peut produire n’importe quelle source. Avec un petit multimètre analogique très bon marché, on pourra remplacer le galvanomètre 50 μA.